成蒙，肖伸平，岳舟

(1.湖南工業(yè)大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 株洲，412007；2.湖南人文科技學(xué)院 能源與機電工程學(xué)院，湖南 婁底，417000)

雙級逆變器通常利用其中1個變換器(Boost，Buck-Boost，Cuk，Speic或Zeta)來提高一級逆變器的直流輸入電壓，再利用六開關(guān)三相(six switches three-phase，SSTP)逆變器來實現(xiàn)二級逆變器的DC-AC變換，此外，還能夠匹配大范圍的輸入電壓，可用于各種工業(yè)應(yīng)用，如UPS、各類可再生能源系統(tǒng)、電機驅(qū)動和有源電力濾波器等。但復(fù)雜的結(jié)構(gòu)使其成本高昂，而且體積更大[1]。單級逆變器通過對直流輸入電源進行降壓/升壓變換，同時提供交流輸出電源[2]。也有學(xué)者研究并設(shè)計了四開關(guān)三相(four switches three-phase，F(xiàn)STP)逆變器[3]。圖1所示為傳統(tǒng)的FSTP逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，這種拓撲結(jié)構(gòu)已在很多場合中得到應(yīng)用，其中，兩相負載由2個橋臂逆變器提供支持，第三相負載由施加在直流電源上的2個電容(C1和C2)的中點供電。

圖1 FSTP電壓源逆變器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of FSTP Voltage Source Inverter

基于以上問題，本文提出一種基于Buck-Boost的FSTP逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，叫做FSTP Buck-Boost逆變器。其結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，且具有反相輸出電壓升降能力，被廣泛應(yīng)用于降壓或升壓DC-DC開關(guān)電路、光伏最大功率點跟蹤[10]和功率因數(shù)校正電路[11]。基于上述優(yōu)點，Buck-Boost變換器近年來在各種拓撲結(jié)構(gòu)中得到了學(xué)者們的廣泛研究[12-13]。

在每個Buck-Boost變換器中，采用不同的控制策略控制變換器的性能，從而產(chǎn)生通過電容的輸出正弦電壓，每種控制方法都有其優(yōu)缺點。文獻[14]中的PID控制策略通常用于DC-DC變換器雙環(huán)控制，第1個回路稱為內(nèi)環(huán)，通過減小參考電流和測量電流之間的誤差來控制通過電感的電流。第2個回路稱為外環(huán)，由電容上的參考電壓和期望輸出正弦電壓之間的誤差組成。雖然PID控制結(jié)構(gòu)簡單、調(diào)整方便且穩(wěn)定性好，但在整定參數(shù)時，方法較為繁雜，各個控制器的參數(shù)整定通常不夠理想，尤其是在被控對象具有時變以及非線性特性時，PID控制方法的適應(yīng)性較差。文獻[15]將滑模控制應(yīng)用于FSTP Buck-Boost逆變器，滑?？刂婆cPID控制相比，其抗干擾能力較強，但滑?？刂戚敵鲭妷旱某{(diào)較大，響應(yīng)速度較慢。另外，在文獻[15]的仿真波形中，橫軸(即時間軸)的時間起點都是從0.04 s開始，無法反映系統(tǒng)初始狀態(tài)的性能。

為解決上述控制策略存在的問題，引入廣泛適用于非線性系統(tǒng)控制的神經(jīng)元PID控制方法[16]。由于神經(jīng)元具有自學(xué)習(xí)及自適應(yīng)能力，因此，在控制過程中不依賴被控對象的數(shù)學(xué)模型，其動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能良好，且魯棒性較強。負載發(fā)生突變時，在神經(jīng)元PID控制器的調(diào)節(jié)作用下，系統(tǒng)能較好地抑制擾動。所提出的FSTP Buck-Boost逆變器雖然沒有升壓能力，但其輸出電壓比傳統(tǒng)的FSTP逆變器高2倍，從而提高了輸入直流電源的電壓利用率。該逆變器的另一個顯著優(yōu)點是其輸出電壓為純正弦波，降低了輸出級的濾波要求。此外，不需要在同一橋臂開關(guān)之間插入死區(qū)，明顯降低了輸出波形失真和增益非線性。因此，該新型逆變器具有比較重要的研究意義和實用價值。

1 FSTP Buck-Boost逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

所提FSTP Buck-Boost逆變器新拓撲結(jié)構(gòu)由2個雙向Buck-Boost變換器組成，通過在2個Buck-Boost變換器的輸出端附加兩相負載，得到如圖2所示的DC/AC變換，最后一相負載連接到直流電源的負半輸入端。2個Buck-Boost變換器都能提供負直流偏置正弦波輸出。這種偏壓恰好就是帶有負符號的輸入電源電壓。最后，由于負載通過2個變換器和直流輸入電源進行差動連接，因此，任何兩相負載上的直流偏壓被彼此抵消。通過抵消負直流偏壓后，負載上產(chǎn)生的電壓為正弦電壓，而且通過負載產(chǎn)生的電流波形也是正弦波。

圖2 使用2個Buck-Boost變換器進行DC-DC轉(zhuǎn)換的參考結(jié)構(gòu)Fig.2 A reference construction for DC-AC conversion with double Buck-Boost Inverters

圖3所示為Buck-Boost變換器電路的拓撲結(jié)構(gòu)，它的輸出電壓可能小于也可能大于帶負號的輸入電壓。

圖3 Buck-Boost變換器的結(jié)構(gòu)Fig.3 Topology of Buck-Boost Inverter

輸出和輸入電壓的方程式如下所示：

(1)

其中：D為占空比；Uin為輸入電壓，Uin等于圖4所示拓撲結(jié)構(gòu)中的UDC；Uo為輸出電壓。每個Buck-Boost變換器的調(diào)制波分別為式(2)中帶直流偏置的正弦信號UAO和UBO：

(2)

其中：UAO和UBO為2個Buck-Boost變換器的參考電壓；UAref和UBref分別為A相和B相的正弦參考電壓，都加上-UDC之后，即構(gòu)成了帶負直流偏置的參考電壓UAO和UBO；UmL-L為期望輸出線電壓的幅值；ω為輸出電壓頻率。通過負載獲得的線電壓如下：

(3)

綜合圖2和圖3得到新型FSTP Buck-Boost逆變器的電路拓撲結(jié)構(gòu)，見圖4。該新型拓撲結(jié)構(gòu)可以產(chǎn)生與輸入電源電壓近似相等的幅值電壓，但需要使UmL-L小于直流偏置電壓，以避免出現(xiàn)故障占空比，即占空比超出0～1的范圍。

圖4 所提FSTP Buck-Boost逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)Fig.4 Proposed topology of FSTP Buck-Boost Inverter

與FSTP Sepic和Zeta逆變器[6,8]相比較，本文所提FSTP Buck-Boost逆變器的元件數(shù)量減少，而且在閉環(huán)控制系統(tǒng)的測量中，每個變換器中只有1個電感和1個電容，需要的傳感器硬件元件較少。此外，F(xiàn)STP Buck-Boost逆變器因為使用較少的磁性元件，減小了裝置的尺寸、質(zhì)量、導(dǎo)通損耗以及節(jié)約了系統(tǒng)成本，因此，該新型拓撲具有廣闊的應(yīng)用前景。

2 神經(jīng)元PID控制

神經(jīng)元PID由單神經(jīng)元和常規(guī)PID結(jié)合而成[16]。單神經(jīng)元具有自學(xué)習(xí)及自適應(yīng)能力，再結(jié)合常規(guī)PID的優(yōu)點構(gòu)成了應(yīng)用于FSTP Buck-Boost逆變器的神經(jīng)元PID控制方法，其控制算式如下：

Δu(k)=w1[e(k)-e(k-1)]+w2e(k)+w3[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)]

(4)

圖5所示為神經(jīng)元PID控制原理框圖。圖5中，r為設(shè)定值；y為實際輸出；e為系統(tǒng)誤差。轉(zhuǎn)換器的輸入反映的是被控過程與控制設(shè)定的狀態(tài)，通過轉(zhuǎn)換器將系統(tǒng)誤差轉(zhuǎn)換成狀態(tài)變量x1，x2和x3。這里x1(k)=e(k)，x2(k)=Δe(k)，x3(k)=e(k)-2e(k-1)+e(k-2)，wi(k)為對應(yīng)與xi(k)的加權(quán)系數(shù)，K為神經(jīng)元的比例系數(shù)，也叫作增益，且K>0。神經(jīng)元的控制信號由關(guān)聯(lián)搜索產(chǎn)生，即

圖5 神經(jīng)元PID控制原理框圖Fig.5 Schematic diagram of neuron PID control

(5)

通過調(diào)整加權(quán)系數(shù)以實現(xiàn)神經(jīng)元PID控制器的自適應(yīng)及自組織功能，而加權(quán)系數(shù)是利用有監(jiān)督的Hebb學(xué)習(xí)規(guī)則來進行調(diào)整，且加權(quán)系數(shù)與神經(jīng)元的輸入、輸出及輸出偏差的函數(shù)有關(guān)，即：

wi(k+1)=(1-c)wi(k)+ηri(k)

(6)

ri(k)=e(k)u(k)xi(k)

(7)

式中：ri(k)為遞進信號，且逐漸衰減；e(k)為系統(tǒng)誤差；η為學(xué)習(xí)速率，且η>0；c為常數(shù)且c≥0。

將式(7)代入式(6)有

(8)

其中：Δwi(k)=wi(k+1)-wi(k)。

如果存在函數(shù)fi(wi(k),e(k),u(k),xi(k))，有

(9)

則式(8)變換為

(10)

為保證式(6)和式(10)的收斂性及魯棒性，規(guī)范化處理上述學(xué)習(xí)算法可得：

(11)

PID系數(shù)分別采用不同的學(xué)習(xí)速率，根據(jù)需要進行調(diào)整各自的權(quán)系數(shù)，其取值由仿真與實驗確定，這里取c=0。

神經(jīng)元PID參數(shù)的在線學(xué)習(xí)主要與e(k)和Δe(k)有關(guān)[17]。因此，可以通過修改加權(quán)系數(shù)學(xué)習(xí)修正部分，即將其中的xi(k)改為e(k)+Δe(k)，其算法如下：

(12)

通過改進算法，權(quán)系數(shù)的在線修正可根據(jù)實際經(jīng)驗制定，而不再是完全根據(jù)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)學(xué)習(xí)原理得到。其參數(shù)調(diào)整的規(guī)則如下：

1)對于沒有超調(diào)且上升時間長的階躍輸入，則增大K，保持ηp，ηi和ηd不變；若輸出較大的超調(diào)，甚至出現(xiàn)震蕩，則減小K，保持ηp，ηi和ηd不變。

2)對于系統(tǒng)響應(yīng)產(chǎn)生多次正弦衰減的階躍輸入，則應(yīng)減少ηp，保持另外幾個參數(shù)不變。

3)若系統(tǒng)響應(yīng)上升時間長，增大ηi出現(xiàn)較大的超調(diào)，則應(yīng)適當(dāng)增加ηp，保持另外幾個參數(shù)不變。

4)若系統(tǒng)響應(yīng)上升時間短，且有較大的超調(diào)，則減少ηi，保持另外幾個參數(shù)不變。

5)在調(diào)整初始階段，ηd應(yīng)選擇較小值，當(dāng)調(diào)節(jié)ηi，ηp和K使系統(tǒng)響應(yīng)具有良好特性時，再逐漸增加ηd，而保持另外幾個參數(shù)不變，使系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)輸出基本無紋波。

3 仿真對比與分析

分別采用滑模控制和神經(jīng)元PID控制，對所設(shè)計的FSTP Buck-Boost逆變器在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)工作條件下進行對比仿真研究，系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)置見表1。圖6和圖7所示分別為采用滑?？刂频姆€(wěn)態(tài)與動態(tài)仿真結(jié)果，圖8和圖9所示分別為采用神經(jīng)元PID控制的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)仿真結(jié)果。

表1 FSTP Buck-Boost逆變器的參數(shù)Table 1 Specifications FSTP Buck-Boost inverter

圖6所示為采用滑?？刂茣r逆變器的穩(wěn)態(tài)性能，其中，圖6(a)所示為輸出相電壓仿真波形，圖6(b)所示為輸出電流仿真波形。

圖6 采用滑?？刂频姆€(wěn)態(tài)性能Fig.6 Steady-state performance with sliding mode control

圖7所示為采用滑模控制時逆變器的動態(tài)性能，其中，圖7(a)和圖7(b)所示為負載從50 Ω突變至100 Ω的仿真結(jié)果，圖7(c)和7(d)所示為負載從100 Ω突變至50 Ω的仿真結(jié)果。

圖7 采用滑?？刂频膭討B(tài)性能Fig.7 Dynamic performance with sliding mode control

圖8描述了采用神經(jīng)元PID控制時逆變器的穩(wěn)態(tài)運行。圖8(a)是輸出相電壓仿真波形，圖8(b)是輸出電流仿真波形。

圖8 采用神經(jīng)元PID控制的穩(wěn)態(tài)性能Fig.8 Steady-state performance with neuron PID control

圖9所示為采用神經(jīng)元PID控制時逆變器的動態(tài)性能，其中，圖 9(a)和9(b)所示為負載從50 Ω突變至100 Ω的仿真結(jié)果，圖 9(c)和9(d)所示為負載從100 Ω突變至50 Ω的仿真結(jié)果。從仿真結(jié)果可以看出，系統(tǒng)能夠快速達到穩(wěn)態(tài)，具有良好的動態(tài)響應(yīng)能力。

圖9 采用神經(jīng)元PID控制的動態(tài)性能Fig.9 Dynamic performance with neuron PID control

表2所示為小波分析包抽取的數(shù)據(jù)及其計算結(jié)果。對比圖6和圖8，并從表2可以看出：由于積分項的存在，當(dāng)初始誤差較大時，滑模控制會導(dǎo)致飽和，使輸出電壓的超調(diào)量達到了191.22%，且到達穩(wěn)態(tài)的時間更長、效果更差。神經(jīng)元PID控制消除了初始誤差，使系統(tǒng)在初始時刻便迅速達到穩(wěn)態(tài)，所以，輸出電壓超調(diào)很小僅有0.52%，到達穩(wěn)態(tài)值的時間短，且神經(jīng)元PID控制具有較強的跟蹤能力。對比圖7和9可以看出：在負載發(fā)生突變的情況下，這2種控制方法下的電壓波動都很小，且都能很快恢復(fù)至穩(wěn)定狀態(tài)，說明這2種控制方法都具有較強的抗擾動能力。由仿真結(jié)果可以看出，神經(jīng)元PID控制方法既能夠使系統(tǒng)輸出保持很小的超調(diào)量，又能夠保持較強的抗擾動能力。

表2 電壓超調(diào)數(shù)據(jù)Table 2 Voltage overshoot data

4 樣機試驗

為了進一步驗證FSTP Buck-Boost逆變器其拓撲結(jié)構(gòu)的正確性和控制策略的可行性，將TI公司的TMS320F2812處理器作為控制核心、IGBT作為功率開關(guān)器件制作了試驗裝置。圖10所示為樣機試驗裝置，其中圖10(a)所示為試驗裝置主電路FSTP Buck-Boost逆變器，圖10(b)所示為試驗裝置控制電路數(shù)字信號處理器TMS320F2812。圖11所示為穩(wěn)態(tài)情況下FSTP Buck-Boost逆變器輸出相電壓和輸出電流的試驗波形。圖11(a)所示為輸出相電壓波形，圖11(b)所示為輸出電流波形。負載突變的試驗結(jié)果見圖12，圖12(a)所示為負載從50 Ω突增至100 Ω時的情形，圖12(b)所示為負載從100 Ω突減至50 Ω時的情形，示波器波形從上到下分別是一相負載電流波形與三相輸出相電壓波形。由試驗結(jié)果可以看出，系統(tǒng)能在較短時間內(nèi)恢復(fù)穩(wěn)定，且具有良好的動態(tài)性能。

圖10 樣機試驗裝置Fig.10 Test devices of prototype

圖11 輸出電壓電流試驗波形Fig.11 The experimental waveform of output voltage and current

圖12 負載突變試驗結(jié)果Fig.12 The test results of load mutation

試驗結(jié)果表明，輸出電壓和電流的波形自然正弦(不需要濾波器)，并具有較好的質(zhì)量，試驗波形和仿真波形大體相同，于是更加驗證了本文所提的FSTP Buck-Boost逆變器其拓撲結(jié)構(gòu)的正確性和控制方法的可行性。

5 結(jié)論

本文提出的FSTP Buck-Boost逆變器拓撲結(jié)構(gòu)與已有的FSTP Sepic/Zeta逆變器相比，具有硬件元件少、傳感器少、體積小、成本低和控制復(fù)雜度低等優(yōu)點。FSTP Buck-Boost逆變器相比與傳統(tǒng)的四開關(guān)或六開關(guān)逆變器相比，實現(xiàn)了一級DC/AC能量轉(zhuǎn)換，可以在不需要濾波器的情況下產(chǎn)生正弦輸出電壓。對比滑?？刂疲疚牟捎玫纳窠?jīng)元PID控制能夠消除初始誤差，使系統(tǒng)初始時刻便達到穩(wěn)態(tài)值，因此，輸出電壓超調(diào)很小，到達穩(wěn)態(tài)值時間短，且能夠以高效率的方式對參考電壓進行跟蹤。仿真研究與樣機試驗驗證了拓撲結(jié)構(gòu)的正確性以及控制策略的可行性。