張 萌陳自然何 寧

(1.航天科工通信技術(shù)研究院有限責任公司，四川成都 610051；2.東南大學(xué)航天科工通信技術(shù)研究院量子信息與通信聯(lián)合研究中心，江蘇南京 211100)

微波射頻單片集成電路芯片一般采用GaAs、SiGe 或BiCMOS 工藝實現(xiàn)，這些材料的工作頻率可以到亞毫米波和太赫茲、光波頻段，適用于需要大功率、高速、高溫工作的應(yīng)用場合。但是這些半導(dǎo)體材料在加工工藝等方面存在一定的困難，工藝制成成本昂貴，一般以單個器件為主。相應(yīng)的芯片在成本與集成度方面較硅基CMOS 工藝有一定劣勢。近年來，CMOS 工藝發(fā)展提速使其單位增益截止頻率向三五族工藝接近，CMOS 工藝的射頻前端的單元電路及收發(fā)芯片的研發(fā)應(yīng)用，CMOS 工藝芯片在雷達、電子戰(zhàn)等射頻綜合一體化應(yīng)用背景下，可實現(xiàn)的芯片高集成度、組件小型化、裝配高密度填充等應(yīng)用需求[1-2]。

CMOS 芯片由于其自身工藝特性，在實際制造中芯片性能隨工藝角、溫度變化較大。最直接的表現(xiàn)是放大器增益隨溫度升高下降顯著，這是由于高溫態(tài)下，CMOS 芯片中的晶體管跨導(dǎo)急劇下降[3-4]。在模擬、中頻段電路設(shè)計中，可以通過閉環(huán)運算放大器的方式解決，此類放大器增益可以設(shè)計成與芯片內(nèi)兩個電阻的比值直接相關(guān)。因為同種類型的電阻無論隨工藝角變化還是隨溫度變化，雖然其絕對值有較大偏差，但相對比值是固定的，所以中頻放大器的增益也較為容易固定[5]。但是運算放大器的增益帶寬積有限，在微波射頻頻段，放大器無法采用閉環(huán)模式設(shè)計，溫度變化對其影響更為直接和嚴重。在常溫正常工作的CMOS 放大器芯片，在高溫增益往往會下降3 dB 甚至更多[6]，對系統(tǒng)應(yīng)用產(chǎn)生較大影響。對CMOS 工藝下微波射頻芯片的溫度補償技術(shù)，尤其是正溫系數(shù)的溫度補償技術(shù)的研究顯得至關(guān)重要。

Qi Quanwen 等人[7]針對微波射頻放大器芯片設(shè)計提出了一種溫度補償增益穩(wěn)定方法，利用具有可調(diào)比例的PTAT 和CWT 電流的進行分段疊加，自動生成自適應(yīng)偏置電壓，在較寬的溫度范圍內(nèi)獲得幾乎恒定的增益。莊楚楠等人[8]設(shè)計了一款溫度系數(shù)可連續(xù)調(diào)節(jié)的帶隙基準電壓源，通過調(diào)節(jié)MOS柵極電壓控制MOS 漏源等效電阻的連續(xù)可變，進而改變電路中的電阻比值，實現(xiàn)了基準電壓從負溫度系數(shù)向正溫度系數(shù)的連續(xù)可調(diào)節(jié)。但以上補償方案均限制于一定的溫度范圍內(nèi)。

首先對CMOS 芯片的工藝特性以及其溫度特性實質(zhì)進行說明，討論傳統(tǒng)的溫度補償方案，繼而提出一種全新的全溫范圍內(nèi)任意溫度系數(shù)溫度補償方法，并在CMOS 0.18 μm 工藝下利用該方法設(shè)計了一款L 波段溫度補償放大器芯片，通過測試結(jié)果說明該方法的正確性和實用性。

1 CMOS 工藝及傳統(tǒng)溫度補償分析

CMOS 芯片集成電路設(shè)計中存在工藝和器件參數(shù)隨溫度變化顯著的問題，以MOS 管的載流子遷移率和閾值電壓為例，與溫度的關(guān)系為[9]:

式中:T0＝300°K，δ≈2.3 mV/℃，如果不進行溫度補償，CMOS 芯片受到溫度波動較大影響。

首先對芯片工藝角的概念進行分析。CMOS 工工藝中通過擴散或離子注入等方式控制摻雜濃度。但是由于一定的不可控性，包括擴散的濃度梯度差、批次間的不一致性等，會導(dǎo)致?lián)诫s濃度的變化從而影響MOS 管的性能[10]。MOS 管由于摻雜濃度控制產(chǎn)生的跨導(dǎo)大小偏差導(dǎo)致晶體管等效性能在工藝允許范圍內(nèi)不會超過某個最快情況F 或某個最慢情況S，且依概率分布。因此N 和P 兩種摻雜條件決定NMOS 管和PMOS 管各自快慢速度，出現(xiàn)概率構(gòu)成二維概率密度函數(shù)，如圖1 所示。

圖1 CMOS 工藝角概率分布示意圖

在統(tǒng)計學(xué)上，芯片出現(xiàn)典型情況(TT)的概率最高，在大多數(shù)情況下SS 高溫和FF 低溫意味著芯片的最極端情況。CMOS 的工藝敏感性同樣體現(xiàn)在溫度特性上，其溫度特性同樣可以用晶體管的等效工作速度表達。晶體管的跨導(dǎo)公式為[11]:

在晶體管工作寬長比W/L確定的情況下，其跨導(dǎo)gm隨晶體管電子遷移率μn及工作電流ID變化。而溫度每增加1 ℃閾值電壓下降2 mV，導(dǎo)致漏極電流ID增加，但相比電子遷移率μn的下降變化甚為微小。其顯著效果是隨著溫度上升，晶體管跨導(dǎo)gm下降明顯[11]。典型的放大器增益公式為[11]:

式中:RD為放大器等效負載，在負載恒定的情況下，隨著溫度上升放大器增益下降。射頻放大器芯片在無法采用閉環(huán)設(shè)計的情況下，其增益隨溫度升高下降顯著。

傳統(tǒng)的射頻溫度補償方案往往是通過片外溫控衰減器的方式實現(xiàn)，在整體鏈路中考慮溫度補償設(shè)計。而在芯片上只能進行有限補償:一是通過控制跨導(dǎo)隨溫度變化的程度，即正溫系數(shù)的跨導(dǎo)設(shè)計方案；另一種則是隨溫度升高的負載設(shè)計方案。以TSMC CMOS 0.18 μm 工藝為例，工藝元器件庫中提供的主要片上電阻類型列表如表1所示[12]。

表1 TSMC CMOS 0.18 μm 工藝中金屬層的主要參數(shù)

圖2 為典型的射頻共源共柵放大器電路，往往是采用恒溫偏置和恒溫負載的方法控制放大器溫漂。采用表1 中無論是溫度系數(shù)還是工藝偏差都是最優(yōu)的恒溫電阻Rphpoly，也不可避免地帶來增益隨溫度下降問題。傳統(tǒng)的溫度補償方法可以設(shè)計隨溫度升高的偏置電壓Vbias產(chǎn)生電路，其原理是根據(jù)式(3)設(shè)計隨著溫度升高提升晶體管的工作電流ID以彌補電子遷移率μn下降帶來的跨導(dǎo)gm下降，呈現(xiàn)恒跨導(dǎo)gm偏置；另一種方法則是設(shè)計隨溫度升高而上升的等效負載R3、R4，根據(jù)式(4)彌補增益的下降。然而這兩種方法都有缺陷，下面將逐一進行分析。

圖2 射頻共源共柵放大器原理圖

隨溫度升高的偏置電壓Vbias溫度補償技術(shù)可以通過簡單的正溫電阻和負溫電阻串聯(lián)的方式，如采用正溫系數(shù)的電阻Rpplus 和負溫系數(shù)的電阻Rnhpoly，產(chǎn)生正溫系數(shù)偏置電壓Vbias，如圖3 所示，而晶體管的工作電流為[6]:

在圖2 所示放大器中，共源級輸入晶體管源極S接地，柵極偏置電壓Vbias上升可以直接導(dǎo)致VGS上升，從而增加晶體管漏極電流ID，從而提高等效跨導(dǎo)gm，達到增益上升目的。但是此類補償方案會直接導(dǎo)致放大器芯片電流上升，在功率放大器等大電流工作的放大芯片中，電流上升過大，一方面容易燒毀芯片，另一方面由于負載分壓直接導(dǎo)致晶體管工作于線性區(qū)而使得增益進一步下降。因此該方法的溫補效果十分有限，通過實踐證實，此方案實現(xiàn)溫補后的放大器增益仍然呈現(xiàn)負溫度系數(shù)，且在高溫段極不穩(wěn)定，大量消耗功耗的同時不能達到溫度補償作用，更無法實現(xiàn)正溫系數(shù)的增益設(shè)計。

圖3 隨溫度升高的偏置電壓產(chǎn)生原理

隨溫度升高的等效負載溫度補償技術(shù)可以直接在圖2 所示放大器的負載端R3、R4使用正溫系數(shù)的電阻。但是通過表1 可以看出，正溫系數(shù)的電阻其工藝偏差都很大，直接影響增益設(shè)計的準確度。另一方面，當電阻阻值上升時，在該電阻上形成的壓降增加，會將正常工作的MOS 管壓迫到線性區(qū)影響整體性能。同時阱電阻和擴散電阻等其節(jié)點電容值較大，直接影響射頻放大器的帶寬。最后射頻放大器設(shè)計中為了增強其頻率選擇特性，避免負載壓降過大從而提高放大器整體線性度，往往在放大器負載端會使用電感電容諧振的LC 結(jié)構(gòu)，無法設(shè)計隨溫度上升的等效負載。因此該方案對射頻放大器的溫補效果有限。

2 任意溫度系數(shù)自適應(yīng)補償方案

射頻放大器任意溫度系數(shù)自適應(yīng)補償方案包括VGA 電路、溫度檢測及誤差比較電路、控制電壓產(chǎn)生電路三部分構(gòu)成。其原理框圖如圖4 所示。

VGA 電路是增益可變的放大器組，通過控制電壓V1、V2～Vn等電壓控制其增益，該并聯(lián)的放大器組的總增益由各VGA 貢獻的分量構(gòu)成。溫度檢測電路完成對環(huán)境溫度的自適應(yīng)功能，需要檢測出環(huán)境溫度并將其與基準比較并放大誤差產(chǎn)生控制電壓，通過產(chǎn)生的控制電壓V1、V2～Vn形成閉環(huán)的增益控制模式，實現(xiàn)正溫系數(shù)的射頻放大功能。同時該原理通過修改參數(shù)也可以實現(xiàn)任意系數(shù)的溫度補償功能。

圖4 射頻放大器正溫系數(shù)補償方案原理框圖

溫度檢測電路及誤差比較電路利用三極管的精確負溫特性和恒溫電阻分壓原理實現(xiàn)[3]。其原理如圖5 所示。首先用二極管接法的三極管電路和電流源產(chǎn)生一個電壓Y0，利用三極管的負溫特性，該點電壓隨溫度上升而下降，且斜率恒定。仿真結(jié)果如圖6 所示，在該直線上可以得到各個溫度點上的具體電壓值。但是從低溫到高溫區(qū)間內(nèi)該電壓變化范圍較小，不能直接用來產(chǎn)生VGA 控制電壓，必須通過誤差比較放大器實現(xiàn)。

圖5 溫度檢測及誤差放大電路原理圖

誤差比較放大器的基準電壓產(chǎn)生辦法可以利用恒溫電阻分壓方式。如前文所述，雖然電阻的阻值絕對值隨溫度和工藝角變化較大，但其比值可以做到基本恒定。選擇需要進行補償?shù)臏囟赛c，考察電壓Y0的值，根據(jù)需要的階梯數(shù)通過電阻分壓產(chǎn)生Y1、Y2直到Y(jié)n，并將其和Y0共同送到誤差放大電路的兩個輸入端，產(chǎn)生近似開關(guān)工作模式的電壓信號K1～Kn。

如圖5(b)所示，如果M1和M2完全對稱，且假設(shè)M3和M4尺寸一致、I-V特性相同，構(gòu)成一個鏡像電流源，且均工作在飽和區(qū)。根據(jù)晶體管的工作電流公式(5)可得:

以電阻分壓產(chǎn)生的Y(代表Y1～Yn中某點的值)與電壓Y0的大小關(guān)系作為條件，分析可得:

當Y?Y0時，M1處于截止狀態(tài)，推導(dǎo)出M3截止，由于M3和M4是鏡像電流源，所以M4也處于截止狀態(tài)。因此沒有電流從Vdd中抽取，電流為0，所以電壓信號K(代表K1～Kn中某點的值)同樣為0。

當Y接近Y0時，M1處于導(dǎo)通狀態(tài)，推導(dǎo)出M3、M4導(dǎo)通。其中當Y＞Y0時，隨著I1、｜I3｜、｜I4｜增大，M4處分得電壓小，工作在線性區(qū)；當Y＜Y0或Y＝Y(jié)0時，M2、M4工作在飽和區(qū)，因而產(chǎn)生了高增益，可得

式中:r02、r04分別為M2、M4的電阻值。

當Y?Y0時，M2的柵漏電壓將小于驅(qū)動門限電壓閾值，導(dǎo)致M2處于截止狀態(tài)，而M1、M3在飽和區(qū)工作，M4處于深線性區(qū)并電流接近于0，所以K等于Vdd。

在仿真中以25 ℃和65 ℃為例，先用電阻分壓產(chǎn)生兩條不隨溫度不變化的直線，與Y0交于兩點，繼而產(chǎn)生放大的誤差信號如圖6 所示。

圖6 控制電壓K1、K2仿真結(jié)果

通過開關(guān)信號K1～Kn可以經(jīng)過電平轉(zhuǎn)換電路產(chǎn)生合適的控制VGA 增益的電壓V1～Vn，而VGA電路可以采用任何形式的射頻放大器結(jié)構(gòu)，其增益隨控制電壓變化即可。最后根據(jù)實際要求，可以設(shè)計出任意斜率、任意階梯級數(shù)、任意增益范圍的射頻溫度補償電路。

3 L 波段自適應(yīng)正溫系數(shù)溫補芯片設(shè)計

為了驗證該溫度補償理論的正確，作者設(shè)計了一款具有10 dB 增益范圍、正溫系數(shù)、2 級階梯的L波段自適應(yīng)溫度補償放大器芯片。芯片的原理框圖如圖7 所示。包括射頻輸入匹配單元、射頻溫度補償放大器單元和輸出驅(qū)動放大器單元3 部分。芯片采用單端輸入單端輸出的形式。芯片內(nèi)部采用差分傳輸模式，一方面可以抑制偶次諧波，另一方面可以抑制共模噪聲，同時可以提高芯片的可靠性。

圖7 L 波段自適應(yīng)正溫系數(shù)溫補放大器芯片原理框圖

輸入級主要實現(xiàn)射頻寬帶匹配級低噪聲放大功能，輸入匹配直接影響送入放大器信號的質(zhì)量。同時第一級電路的噪聲性能直接影響系統(tǒng)的噪聲，故該級放大器的噪聲系數(shù)需要盡可能低。因此輸入匹配單元LNA 采用級聯(lián)共柵結(jié)構(gòu)和級聯(lián)共源共柵結(jié)構(gòu)的單轉(zhuǎn)雙電路，在滿足信號寬帶匹配的同時，實現(xiàn)信號的單端轉(zhuǎn)差分功能[13-14]。

中間級VGA 實現(xiàn)溫度補償及信號的電壓放大功能。輸入級放大器為了兼顧寬帶匹配和噪聲性能，不可能實現(xiàn)很高的增益，而該級的可提供高增益并延展帶寬。利用高增益分布式放大器的設(shè)計理念和設(shè)計過程可以滿足該級放大器的設(shè)計[3]。

輸出級Driver 主要實現(xiàn)射頻信號的輸出匹配及功率驅(qū)動功能。前兩級放大電路提供的高電壓增益都是在高阻抗上實現(xiàn)的，而輸出條件一般是50 Ω 負載，為了實現(xiàn)同樣的功率增益，需要設(shè)計滿足匹配條件的功率放大電路，滿足系統(tǒng)的高功率輸出及高線性度特性。因此輸出級放大器應(yīng)該采用功率放大器的設(shè)計思想及衡量標準進行設(shè)計。

芯片顯微照片如圖8 所示，面積約為1.7 mm×0.9 mm。

芯片的測試結(jié)果顯示，芯片具有良好的輸入、輸出匹配及反向隔離度，增益隨溫度變化實現(xiàn)兩級補償功能，補償范圍10 dB，補償點為25 ℃和65 ℃，與設(shè)計預(yù)期相符。在溫度補償階躍點，相位無明顯突變。芯片S參數(shù)測試結(jié)果如圖9～圖11 所示。

表2 給出了該芯片的主要指標。

圖8 L 波段正溫系數(shù)溫度補償放大器芯片照片

圖9 芯片-40 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

圖10 芯片25 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

圖11 芯片65 ℃環(huán)境下S 參數(shù)測試結(jié)果

表2 L 波段正溫系數(shù)溫度補償放大器芯片主要參數(shù)

4 結(jié)束語

測試結(jié)果說明，針對L 波段設(shè)計的自適應(yīng)溫度補償放大器芯片與預(yù)期設(shè)計結(jié)果近似，可以實現(xiàn)自適應(yīng)正溫系數(shù)增益補償功能。該結(jié)果可以驗證前文理論分析的正確性，繼而推廣到各微波射頻頻段、任意溫度系數(shù)、任意補償區(qū)間及任意階梯級數(shù)。該研究成果在溫度補償方案方面提出創(chuàng)新思想對CMOS微波射頻芯片的溫度特性的劣勢實現(xiàn)了較大程度的彌補，結(jié)合型號裝備需求可以解決實際應(yīng)用問題，具有廣泛的工程化應(yīng)用前景。對微波射頻芯片產(chǎn)品化設(shè)計有一定指導(dǎo)意義。