嚴(yán)會會，馮 非，劉衛(wèi)華

（中國航空工業(yè)集團(tuán)公司 西安航空計(jì)算技術(shù)研究所，陜西 西安 710065）

0 引 言

為了提高系統(tǒng)電子設(shè)備的品質(zhì)及EMC特性，系統(tǒng)輸入端都會加入大量的濾波電容來降低電源輸出紋波。穩(wěn)態(tài)下大量的濾波電容對系統(tǒng)幾乎沒有影響，但是在開機(jī)瞬間則會對設(shè)備造成較大影響，這是因?yàn)殡娮釉O(shè)備加電啟動瞬間濾波電容相當(dāng)于短路，會吸取大量的電流，即啟動沖擊電流，啟動沖擊電流很大，可以達(dá)到穩(wěn)態(tài)工作電流的幾十倍甚至上百倍。此時如果電壓源功率不夠，無法提供瞬間大功率給電子設(shè)備，則設(shè)備會處于開機(jī)振蕩狀態(tài)，從而無法啟動或引起本系統(tǒng)內(nèi)的其他電子設(shè)備瞬間掉電，即使電壓源有足夠的功率，過大的啟動沖擊電流也會給前端電子器件造成不可恢復(fù)的損害[1]。另外，過大的啟動沖擊電流也會對電網(wǎng)產(chǎn)生干擾。針對目前存在的啟動沖擊電流問題，提出不同的解決方案。

1 沖擊電流解決方案

上電過程中產(chǎn)生啟動沖擊電流的主要原因是電源輸出端的電容充電和電源負(fù)載吸收電流，其中，電容充電時的電流和電壓變化如圖1（a）和圖1（b）所示。

由圖可知，在t=0時，充電電流最大為Istart，隨著充電時間的累積，充電電流逐漸減小，而充電電壓則逐漸增加，最后充電電流接近0，電容電壓達(dá)到最大值。計(jì)算公式為：

式中，ic(·)為回路中的電容充電電流；C為電源輸出側(cè)濾波電容和負(fù)載輸入電容之和的總電容值；R是線路等效電阻；Uin是系統(tǒng)輸入電壓；uc(·)是電容兩端電壓；RC是時間常數(shù)，決定了充電曲線形狀，且值越大充電時間越長。當(dāng)t=0時，電容兩端電壓uc(t)=0，啟動沖擊電流有最大值ic=Uin/R。假設(shè)線路等效阻抗R=0.5 Ω，電源輸入電壓Uin=24 V，則啟動沖擊電流ic=48 A，如此大的沖擊電流一方面會對電路中的有源器件產(chǎn)生不可恢復(fù)的損害，另一方面極易引起系統(tǒng)振蕩問題，導(dǎo)致設(shè)備啟動失敗。為了解決啟動沖擊電流過大問題，可以增加線路阻抗R，在t=0時，R越大，啟動沖擊電流就越小。

1.1 無源沖擊電流解決方案

1.1.1 串聯(lián)電阻法

對于小功率開關(guān)電源，可以用串聯(lián)電阻法，如圖2所示。若選擇的電阻較大，沖擊電流就較小，電阻上的功耗較大，因此需選擇折中的電阻值，使沖擊電流和電阻上的功耗都在允許范圍內(nèi)。串聯(lián)在電路上的電阻必須承受開機(jī)時的高電壓和大電流，所以該方式多應(yīng)用于儲能電容的充電限流場合。

圖2 使用串聯(lián)電阻的沖擊電流抑制電路

1.1.2 熱敏電阻法

小功率用電系統(tǒng)采用負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻（Negative Temperature Coefficient，NTC），如圖3所示。系統(tǒng)首次啟動時，NTC的電阻值很大，可限制沖擊電流，隨著NTC自身的發(fā)熱，其電阻值變小，在工作狀態(tài)時的功耗也隨之減小。但熱敏電阻需要時間冷卻來將阻值升高到常溫態(tài)以備下一次啟動，如果用電系統(tǒng)關(guān)掉后馬上開啟，熱敏電阻還沒有冷卻，這時會失去對沖擊電流的限制作用[2]。此解決方案只能應(yīng)用于非頻繁上下電的系統(tǒng)，在頻繁上下電應(yīng)用中會失去沖擊電流限制能力。

圖3 使用NTC電阻的沖擊電流限制電路

1.1.3 可控硅限流法

直接串聯(lián)限流電阻是解決無源沖擊電流最簡單有效的方案，為了解決其功耗問題，在串聯(lián)電阻中加入可控硅晶閘管，如圖4所示。

圖4 串聯(lián)電阻配合可控硅晶閘管限制沖擊電流

上電時，可控硅晶閘管VS關(guān)斷，電阻R1起到限流作用，在啟動階段快結(jié)束時，控制可控硅晶閘管導(dǎo)通，限流電阻R1被旁路，降低了R1的功耗，可以應(yīng)用于大功率場景。但其缺點(diǎn)也很明顯，需要有額外的晶閘管控制電路，保證系統(tǒng)啟動瞬間不工作，在一定延時后導(dǎo)通可控硅晶閘管，這樣會增加控制難度及物料成本[3]。

1.2 有源沖擊電流解決方案

無源沖擊電流限制方案存在一定的缺陷，無法完全解決問題，在此基礎(chǔ)上利用MOSFET中3種工作區(qū)的工作特性，提出有源沖擊電流限制法來克服無源沖擊電流解決方案的缺陷。MOSFET具有導(dǎo)通阻抗Ron低和驅(qū)動簡單的特點(diǎn)，在周圍加上少量的元器件就可以做成沖擊電流限制電路[4]。通過MOSFET的米勒平臺效應(yīng)，調(diào)整外圍參數(shù)來控制MOSFET工作區(qū)，如圖5所示。

圖5 利用MOSFET的有源沖擊電流控制的電路

D1是穩(wěn)壓二極管，用來限制MOSFET Q1的柵源GS電壓，進(jìn)而保護(hù)Q1不因GS過壓而損壞，R1、R2、C1用來保證MOSFET Q1在剛上電時處于關(guān)斷狀態(tài)，在上電后28 V直流電源通過R1、R2分壓網(wǎng)絡(luò)對C1進(jìn)行充電，充電過程及充電電壓可結(jié)合式（1）來計(jì)算，由于穩(wěn)壓管D1的存在，充電電壓會被限制，當(dāng)C1兩端電壓上升至Q1和GS閾值電壓時，Q1開始導(dǎo)通。

該電路將MOSFET Q1串聯(lián)在系統(tǒng)供電的負(fù)電源線上，正常情況下Q1柵極被電阻R2拉低而關(guān)斷。當(dāng)施加輸入電壓時，柵極通過R1充電，Q1的充電時間和開啟時間都由時間常數(shù)R1C1決定。通過選擇R1和C1的值控制Q1的線性工作區(qū)時間，從而限制浪涌電流。在輸入電容充滿后，Q1柵極將繼續(xù)充電直到穩(wěn)壓管被擊穿，Q1柵極電壓等于穩(wěn)壓管電壓，Q1完全導(dǎo)通。此外，有源沖擊電流限制電路在實(shí)現(xiàn)沖擊電流控制后，需要被旁路或者完全導(dǎo)通，這么可以降低有源沖擊限流電路的功耗。通過控制MOSFET柵極驅(qū)動電壓建立時間，可有效抑制沖擊電流，但在啟動過程中會額外增加MOSFE的功率，因此在MOSFET選型中還需要依據(jù)其安全工作區(qū)（Safe Operating Area，SOA）曲線來進(jìn)行詳細(xì)的計(jì)算與核對。

MOSFET導(dǎo)通后其導(dǎo)通壓降幾乎為零，損耗很小，但在MOSFET抑制啟動沖擊電流時，其自身承受著較大的沖擊功率，所以需要校核MOSFET的工作特性，以防止沖擊電流抑制時間長而導(dǎo)致MOSFET損壞。MOSFET最大功率點(diǎn)發(fā)生在上電初期，此時：

根據(jù)式（3）計(jì)算MOSFET最大功率點(diǎn)，根據(jù)式（4）計(jì)算MOSFET導(dǎo)通需要的時間，復(fù)查MOSFET的SOA曲線，確定安全余量充足，且MOSFET選型合理。

1.3 快速啟動的沖擊電流解決方案

有源MOSFET沖擊電流限制方案雖然解決了頻繁上下電沖擊電流及限流電阻功耗大的問題，但存在啟動時間增加的問題，即限制沖擊電流時需要延長電容充電時間，導(dǎo)致產(chǎn)品啟動時間增加[5]。在要求上電后需要快速啟動的系統(tǒng)中，上述解決方案并不可行。針對這一問題，提出一種啟動時間短且沖擊電流小的解決方案。在設(shè)備上電啟動過程中，通過電阻對電容進(jìn)行充電，電容充滿電后，旁路電阻，限制沖擊電流。圖6為采用了該種控制方式的應(yīng)用電路圖。

圖6 應(yīng)用電路圖

電源電壓上升過程中，通過限流電阻R1對電容進(jìn)行充電，當(dāng)C1充電至一定電壓后控制信號開關(guān)V1關(guān)閉，旁路限流電阻R1，避免R1產(chǎn)生額外的功耗，V1可以用MOSFET來實(shí)現(xiàn)。該設(shè)計(jì)方案結(jié)合無源的電阻限流和有源的控制法，具有啟動時間不受限制且控制靈活的優(yōu)點(diǎn)。波形圖7（a）為一實(shí)測沖擊電流抑制前沖擊電流波形，波形圖7（b）為一實(shí)測沖擊電流抑制后沖擊電流波，從波形圖中可知沖擊電流大概從25 A降低到5 A。該方案大幅度降低了沖擊電流，減小了沖擊電流對系統(tǒng)的危害。

圖7 控制措施效果實(shí)測

2 結(jié) 論

本文分析了產(chǎn)生啟動沖擊電流的主要原因及對應(yīng)的啟動沖擊電流抑制方案，對比了各自的優(yōu)缺點(diǎn)，結(jié)合實(shí)際應(yīng)用需求，通過在回路中串聯(lián)限流電阻抑制啟動沖擊電流，增加限流電阻旁路開關(guān)等措施解決頻繁上下電限流失效、設(shè)備啟機(jī)時間增加等問題，可將啟動沖擊電流由25 A減小到5 A，有效抑制了啟動沖擊電流，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文所提電路實(shí)測可靠有效，具有良好的應(yīng)用前景。