張純江，趙 策，謝季芳，AHMAD Waseem，喬玉璽，闞志忠

(燕山大學(xué)河北省電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北秦皇島066004)

0 引言

在儲(chǔ)能系統(tǒng)中，雙向DC/DC變換器作為儲(chǔ)能單元和直流母線的接口，發(fā)揮著重要的作用[1-2]。儲(chǔ)能單元對電流紋波比較敏感，若輸入電流紋波較大，會(huì)在一定程度上影響儲(chǔ)能單元的使用壽命[3]。同時(shí)，儲(chǔ)能電池的電壓等級(jí)通常低于直流母線，這就要求接口變換器具有一定的升壓能力，另外，儲(chǔ)能用隔離DC/DC變換器需要具有功率雙向傳輸?shù)墓δ堋ｋ娏餍碗p向DC/DC變換器由于輸入側(cè)電感的存在，可以在減小輸入電流紋波的同時(shí)提高電壓增益，在儲(chǔ)能場合中應(yīng)用很廣[4-5]。常見的電流型DC/DC變換器包括不對稱半橋變換器、有源箝位雙Boost變換器、推挽式雙向DC/DC變換器[6]等。本文將重點(diǎn)對推挽式雙向DC/DC變換器展開研究。

值得注意的是，學(xué)者們關(guān)注的重點(diǎn)往往是變換器的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性，而對變換器的動(dòng)態(tài)特性和閉環(huán)控制的研究比較少。在實(shí)際的儲(chǔ)能系統(tǒng)中，無論是負(fù)載的擾動(dòng)、儲(chǔ)能單元端電壓的變化，還是傳輸功率的正反向切換，都需要良好的閉環(huán)系統(tǒng)進(jìn)行控制。因此，對變換器建立準(zhǔn)確的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型，并設(shè)計(jì)相關(guān)閉環(huán)控制器就顯得尤為重要。

常見的電路建模方法包括狀態(tài)空間平均法、擴(kuò)展描述函數(shù)法和離散時(shí)間法等。狀態(tài)空間平均法是最常見的電路建模方法，通過對不同模態(tài)的狀態(tài)方程進(jìn)行加權(quán)平均，得到系統(tǒng)整體的狀態(tài)空間平均模型，在變換器穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)引入擾動(dòng)量并進(jìn)行線性化處理，最終得到變換器的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。文獻(xiàn)[7]采用狀態(tài)空間平均法對交錯(cuò)并聯(lián)磁集成三電平雙向DC/DC變換器建立了數(shù)學(xué)模型，并設(shè)計(jì)了閉環(huán)控制器。

擴(kuò)展描述函數(shù)法主要應(yīng)用在諧振式電路建模中。由于諧振式電路中開關(guān)頻率與諧振頻率非常接近，開關(guān)頻率的紋波不能進(jìn)行忽略，狀態(tài)空間平均法不再適用。擴(kuò)展描述函數(shù)法的核心是將非線性環(huán)節(jié)在正弦信號(hào)下的輸出，通過傅立葉分解只保留基波特性，從而得到線性環(huán)節(jié)的等效近似頻率特性，完成線性化處理。文獻(xiàn)[8]通過擴(kuò)展描述函數(shù)法完成了對雙向LLC諧振變換器的數(shù)學(xué)建模，并設(shè)計(jì)了控制環(huán)路反饋補(bǔ)償器。

離散時(shí)間法是以變換器的工作模態(tài)為基礎(chǔ)，在時(shí)間域內(nèi)對不同工作模態(tài)的狀態(tài)變量進(jìn)行分析[9]，并反復(fù)迭代，直接獲得時(shí)間域內(nèi)數(shù)學(xué)表達(dá)式的一種方法。文獻(xiàn)[10-11]應(yīng)用離散時(shí)間法對雙有源橋電路做了相關(guān)研究，在考慮輸出電容等效串聯(lián)電阻(Equivalent Series Resistance,ESR)和數(shù)字延遲的基礎(chǔ)上，建立了雙線性離散時(shí)間模型，并分析了變壓器漏感、輸出電容ESR對控制參數(shù)穩(wěn)定性邊界的影響。

對于推挽式雙向DC/DC變換器而言，傳輸電感電流一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值為零，無法用傳統(tǒng)的狀態(tài)空間平均法直接描述。擴(kuò)展描述函數(shù)法主要解決諧振電路的建模問題，不適合本電路。而離散時(shí)間法中迭代次數(shù)隨電路工作模態(tài)數(shù)量增加，過程比較復(fù)雜，并且不能直接指導(dǎo)控制器的設(shè)計(jì)，應(yīng)用起來比較困難[12]。

本文在研究推挽式雙向DC/DC變換器工作原理的基礎(chǔ)上，提出一種模態(tài)平均分級(jí)建模方法，通過模態(tài)平均電流代替周期平均電流，解決了狀態(tài)空間平均法無法直接描述傳輸電感電流狀態(tài)變量的問題。同時(shí)，為了達(dá)到合理降階，將原電路解耦為前、后兩級(jí)，建立了低階非耦合的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。由于變換器有箝位電容電壓和輸出電壓兩個(gè)變量需要控制，分別設(shè)計(jì)了以控制箝位電容電壓為目標(biāo)的電壓電流雙閉環(huán)控制器和以控制輸出電壓為目標(biāo)的移相環(huán)控制器，從優(yōu)化系統(tǒng)動(dòng)靜態(tài)性能出發(fā)對控制器參數(shù)進(jìn)行了詳細(xì)的分析和設(shè)計(jì)。對所建立的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究，獲得了良好的靜動(dòng)態(tài)性能，驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)控制器參數(shù)的合理性。

1 變換器拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

推挽式雙向DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。低壓側(cè)開關(guān)管S1、S2為主控管，S3、S4為有源箝位管，連接箝位電容Cs。升壓電感L與低壓側(cè)變壓器原邊中心抽頭直接相連，構(gòu)成Boost升壓電路，從而構(gòu)成了推挽電路結(jié)構(gòu)。中間隔離級(jí)采用推挽變壓器，完成高壓側(cè)與低壓側(cè)的隔離，并通過傳輸電感Ls實(shí)現(xiàn)功率的傳輸。高壓側(cè)采用倍壓整流電路，S5、S6為同步整流管，C1、C2為倍壓電容，R為負(fù)載電阻。圖中，V1為低壓側(cè)端口電壓，V2為高壓側(cè)端口電壓，vab為原邊折算電壓，vcd為副邊折算電壓。分析變換器的工作過程，可以對變換器實(shí)現(xiàn)如下拆分：①升壓電感L、低壓側(cè)全橋電路、變壓器T構(gòu)成升壓電路，輸入電壓V1經(jīng)過升壓后變?yōu)轶槲浑娙蓦妷篤Cs；②低壓側(cè)全橋電路、變壓器T、傳輸電感Ls和高壓側(cè)倍壓整流電路構(gòu)成了類雙有源橋電路，不同之處在于高壓側(cè)用半橋電路代替了全橋。箝位電容電壓經(jīng)過此電路實(shí)現(xiàn)功率傳輸。拆分后的等效原理圖如圖2所示，兩個(gè)電路共用功率開關(guān)管S1-S4和變壓器T。

圖1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig1 Topological structure diagram

圖2 拆分后的等效原理圖Fig.2 Equivalent schematic diagram after split

1.2 工作原理

低壓側(cè)S1和S2是主控管，占空比為D，并且驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相位差為π。S1和S3、S2和S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別互補(bǔ)。高壓側(cè)S5和S6的占空比固定為0.5并且互補(bǔ)。推挽變壓器匝數(shù)比為N1∶N2∶N3=1∶1∶n。定義S5驅(qū)動(dòng)信號(hào)對于S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)的移相比為φ，移相比φ為移相角與2π的比值。在以下分析中，忽略各開關(guān)管之間的換流時(shí)間，且遵循以下假設(shè)：①變換器所有功率器件均為理想器件；②箝位電容Cs和倍壓電容C1、C2無限大，電容電壓紋波可以忽略不計(jì)；③推挽變壓器為理想變壓器；④忽略線路寄生參數(shù)的影響。

變換器采用PWM+移相控制實(shí)現(xiàn)原、副邊電壓的匹配即幅值相等，在實(shí)現(xiàn)功率傳輸?shù)耐瑫r(shí)，可以減小系統(tǒng)的回流功率，其調(diào)制策略和關(guān)鍵波形如圖3所示。通過控制主控管S1的占空比來控制箝位電容平均電壓VCs，控制移相比φ來調(diào)節(jié)輸出電壓V2，進(jìn)而控制系統(tǒng)的功率傳輸。

圖3 變換器的關(guān)鍵波形Fig.3 Key waveform of the converter

根據(jù)升壓電感L在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的伏秒平衡原理，可以得到箝位電容平均電壓VCs和輸入電壓V1的關(guān)系如下：

(1)

此變換器中原、副邊折算電壓的幅值Vab和Vcd表達(dá)式如下：

(2)

(3)

變換器的調(diào)制策略中遵循了原、副邊折算電壓幅值相等的原則，所以由式(2)、式(3)可以得到輸出電壓V2和輸入電壓V1的靜態(tài)關(guān)系如下：

(4)

變換器的功率傳輸關(guān)系為

(5)

2 數(shù)學(xué)模型

本電路中儲(chǔ)能元件較多，若采用整體建模的方式，得到的數(shù)學(xué)模型階次較高，不利于控制器設(shè)計(jì)。并且傳輸電感電流一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)平均值為零，無法用狀態(tài)空間模型直接描述。對此，本文提出一種模態(tài)平均分級(jí)建模方法，通過將模態(tài)平均電流代替周期平均電流，將電感電流交流量用各模態(tài)直流量進(jìn)行描述，并按照功率守恒、電壓等級(jí)匹配的原則，根據(jù)圖2將其等效為前、后兩級(jí)電路，建立電路的數(shù)學(xué)模型。

2.1 前級(jí)建模

前級(jí)為Boost升壓電路，建模時(shí)不考慮后級(jí)的影響，整個(gè)后級(jí)系統(tǒng)用等效電阻替代。根據(jù)功率守恒的原則，等效電阻R0的表達(dá)式為

(6)

其他參量的取值保持不變。

前級(jí)等效電路如圖4所示，共有4種工作模態(tài)，分別對應(yīng)圖4(a)～(d)。

1) 階段1，3

(7)

2) 階段2，4

(8)

對上述表達(dá)式進(jìn)行加權(quán)平均，得到等效狀態(tài)方程：

(9)

(10)

圖4 前級(jí)等效電路圖Fig.4 Front stage equivalent circuit diagram

對小信號(hào)線性表達(dá)式做拉普拉斯變換并計(jì)算，可得升壓電感電流與占空比、箝位電容電壓的關(guān)系如下：

(11)

(12)

2.2 后級(jí)建模

后級(jí)為類雙有源橋電路，建模時(shí)不考慮前級(jí)Boost升壓電路的影響。將箝位電容Cs等效為電壓源，后級(jí)等效電路如5所示，共有6種工作模態(tài)，分別對應(yīng)圖5的(a)～(f)。各工作模態(tài)的狀態(tài)方程如下：

(13)

其中，vc12為倍壓電容C1、C2的電壓之和，C為倍壓電容C1、C2的電容值。

需要注意的是，傳輸電感電流iLs一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值為零，不能直接用狀態(tài)空間平均模型描述，而不同工作模態(tài)中，傳輸電感電流平均值不再為零。所以，本文提出一種模態(tài)平均的處理方法，用不同模態(tài)下電流平均值來替換開關(guān)周期平均值代入各模態(tài)狀態(tài)方程中，傳輸電感電流模態(tài)平均值表達(dá)式如下：

式中，〈vc12〉Ts和〈vCs〉Ts為其在一個(gè)開關(guān)周期Ts中的平均值。

將式(14)代入式(13)并進(jìn)行時(shí)間加權(quán)，得到等效狀態(tài)方程為

(15)

圖5 后級(jí)等效電路圖Fig.5 Backstage equivalent circuit diagram

(16)

對小信號(hào)線性表達(dá)式做拉普拉斯變換并計(jì)算，可得倍壓電容電壓之和vc12(即輸出電壓v2)與移相比φ的傳遞函數(shù)為

(17)

3 控制器設(shè)計(jì)

根據(jù)推挽式DC/DC變換器的工作原理，原電路進(jìn)行了如圖2所示的等效拆分，針對拆分后的電路提出如下閉環(huán)控制策略：以控制箝位電容電壓為目標(biāo)的電壓電流雙閉環(huán)控制和以控制輸出電壓為目標(biāo)的移相環(huán)控制。箝位電容電壓vCs和輸入電感電流iL與參考值比較后，經(jīng)過電壓、電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)生成占空比D控制原邊開關(guān)管。輸出電壓v2與參考值進(jìn)行比較后，經(jīng)過移相調(diào)節(jié)器生成移相比，以S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)的相位為基準(zhǔn)對S5驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行移相，控制副邊開關(guān)管。閉環(huán)控制示意圖如圖6所示。

圖6 控制示意圖Fig.6 Control diagram

參數(shù)設(shè)置：輸入電壓V1=96 V，輸出電壓V2=700 V，傳輸功率P=3 kW，升壓電感取200 μH，傳輸電感取40 μH，箝位電容、倍壓電容均為220 μF，推挽變壓器匝比為1∶1∶3，開關(guān)頻率為50 kHz。

3.1 前級(jí)控制器

前級(jí)Boost升壓電路采用電壓電流雙閉環(huán)控制，控制框圖如圖7所示。其中Gv(s)為電壓PI控制器，其表達(dá)式為Gv(s)=Kvp+Kvi/s；Gi(s)為電流PI控制器，其表達(dá)式為Gi(s)=Kip+Kii/s；Fm(s)為調(diào)制環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，α、β為電壓、電流環(huán)的反饋系數(shù)。這里取Fm(s)=1，α=1，β=1。

圖7 前級(jí)電路的雙閉環(huán)控制框圖Fig.7 Block diagram of double closed-loop control of pre-stage circuit

校正前電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

Gio(s)=Gid(s)·Fm(s)·β

，

(18)

代入具體數(shù)值得校正前電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(19)

根據(jù)計(jì)算結(jié)果繪制伯德圖，如圖8所示。校正前剪切頻率高于100 kHz，低頻段幅頻特性曲線斜率為0，這都不利于系統(tǒng)保持穩(wěn)定。采用PI控制器對其進(jìn)行校正后，低頻段幅頻特性曲線斜率變?yōu)?20 dB/(°)，剪切頻率為2 920 Hz，相角裕度74.8°，穩(wěn)定性良好。電流PI控制器比例系數(shù)Kip=0.015，積分系數(shù)Kii=75。

校正后的電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為

(20)

代入具體數(shù)值得電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

Hid(s)=

(21)

圖8 電流環(huán)伯德圖Fig.8 Bode diagram of current loop

在進(jìn)行雙閉環(huán)設(shè)計(jì)時(shí)，電流內(nèi)環(huán)的帶寬要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電壓外環(huán)的帶寬，為了簡化計(jì)算，可以將電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)等效為一階慣性環(huán)節(jié)，做如下降階處理：

(22)

校正前電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

Gvo(s)=Hid(s)·Gvi(s)·α，

(23)

代入具體數(shù)值得校正前電壓環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(24)

電壓外環(huán)同樣采用PI控制器進(jìn)行校正，校正前低頻段幅頻特性斜率近乎于0，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)精度不高。校正后低頻段幅頻特性曲線斜率變?yōu)?20 dB/(°)，剪切頻率為623 Hz，相角裕度66.8°，穩(wěn)定性良好。校正前后的電壓環(huán)伯德圖如圖9所示。電壓PI控制器比例系數(shù)Kvp=2.09，積分系數(shù)Kvi=2 090。

圖9 電壓環(huán)伯德圖Fig.9 Bode diagram of voltage loop

3.2 后級(jí)控制器

后級(jí)類雙有源橋電路為一階系統(tǒng)，采用單移相環(huán)進(jìn)行控制，控制框圖如圖10所示。其中Gφ(s)為移相PI控制器，其表達(dá)式為Gφ(s)=Kφp+Kφi/s；Fm(s)為調(diào)制環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，γ為移相環(huán)的反饋系數(shù)。這里取Fm(s)=1，γ=1。

圖10 后級(jí)電路的移相環(huán)控制框圖Fig.10 Block diagram of the phase-shift loop control of the post-stage circuit

校正前移相環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

Gv2o(s)=Gvφ(s)·Fm(s)·γ，

(25)

代入具體數(shù)值得校正前移相環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(26)

移相環(huán)采用PI控制器進(jìn)行校正，并繪制伯德圖如圖11所示。校正前剪切頻率接近100 kHz，低頻段幅頻特性曲線斜率為0，不利于系統(tǒng)穩(wěn)定。采用PI控制器對其進(jìn)行校正后，低頻段幅頻特性曲線斜率變?yōu)?20 dB/(°)，剪切頻率為3 010 Hz，相角裕度48.7°，穩(wěn)定性良好。移相PI控制器比例系數(shù)Kφp=0.023 3，積分系數(shù)Kφi=388.33。

圖11 移相環(huán)伯德圖Fig.11 Bode diagram of phase shift loop

4 仿真驗(yàn)證

仿真參數(shù)與上述設(shè)計(jì)參數(shù)一致，圖12為升壓電感電流iL和推挽變壓器繞組電流in1、in2的波形圖。推挽變壓器原邊兩個(gè)繞組工作方式是對稱的，實(shí)現(xiàn)了電流均分。升壓電感電流紋波為1 A，脈動(dòng)頻率為開關(guān)頻率的2倍。

圖12 電感電流和推挽變壓器電流波形Fig.12 Inductor current and push-pull transformer current waveforms

圖13是折算后的原邊電壓vab、副邊電壓vcd和傳輸電感電流iLs的波形圖。通過PWM+移相控制，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了原、副邊電壓匹配，vab、vcd的幅值均為輸出電壓的一半即350 V，在電壓匹配時(shí)間內(nèi)iLs保持不變，可以減小傳輸電感電流的峰值，降低電流應(yīng)力。

圖13 原、副邊折算電壓和傳輸電感電流Fig.13 Converted primary and secondary voltages and transmitted inductor current

圖14為系統(tǒng)負(fù)載突加減的閉環(huán)仿真波形。在0.05 s時(shí)，負(fù)載功率由3 kW突變?yōu)? kW，輸入電感電流由31.25 A變?yōu)?0.42 A，輸出電壓v2、箝位電容電壓vCs在3 ms內(nèi)完成跟蹤，波動(dòng)在10 V以內(nèi)。在0.075 s，負(fù)載功率由1 kW突變?yōu)? kW，輸入電感電流由10.42 A變?yōu)?1.25 A，輸出電壓v2、箝位電容電壓vCs在3 ms內(nèi)完成跟蹤，跌落在10 V以內(nèi)。系統(tǒng)具有良好的跟隨性和穩(wěn)定性。

圖15為系統(tǒng)正反向切換運(yùn)行的閉環(huán)仿真波形。在0.1 s時(shí)，傳輸功率由正向3 kW變?yōu)榉聪? kW，系統(tǒng)在4 ms內(nèi)實(shí)現(xiàn)了平滑切換，輸入電流iL由+31.25 A變?yōu)?31.25 A。輸出電壓v2、箝位電容電壓vCs波動(dòng)均在合理范圍內(nèi)。在0.15 s，傳輸功率由反向3 kW變?yōu)檎? kW，系統(tǒng)在4 ms內(nèi)實(shí)現(xiàn)了平滑切換，輸入電流由-31.25 A變?yōu)?31.25 A。輸出電壓v2、箝位電容電壓vCs波動(dòng)均在合理范圍內(nèi)，系統(tǒng)具有良好的跟隨性和穩(wěn)定性。

圖14 負(fù)載突加減仿真波形Fig.14 Load sudden addition and subtraction simulation waveform

5 結(jié)論

本文提出了一種新型的模態(tài)平均分級(jí)建模方法，該方法解決了傳輸電感電流一個(gè)開關(guān)周期平均值為零，無法直接用狀態(tài)空間平均模型描述的問題，并將電路解耦成兩級(jí)并分別進(jìn)行建模，得到了推挽式DC/DC變換器的低階非耦合小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。根據(jù)所得小信號(hào)模型，設(shè)計(jì)了以控制箝位電容電壓為目標(biāo)的前級(jí)電路的電壓電流雙閉環(huán)控制器和以控制輸出電壓為目標(biāo)的后級(jí)電路的單移相環(huán)控制器，從系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)靜態(tài)性能角度對控制器參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)，通過負(fù)載突加減、變輸入電壓、正反向切換運(yùn)行等仿真驗(yàn)證了小信號(hào)模型的準(zhǔn)確性和控制器的有效性。

圖15 正、反向切換運(yùn)行仿真波形Fig.15 Forward and reverse switching simulation waveform