馬 衡,劉匯源,徐 鵬,洪志良

(復旦大學 專用集成電路與系統(tǒng)國家重點實驗室,上海 201203)

近年來隨著無線通信系統(tǒng)的發(fā)展，無線通信信號所攜帶的數(shù)據(jù)量越來越大，這就使信號的峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)逐漸增高，為了保證效率，恒壓電源不再適用于無線發(fā)射系統(tǒng).平均功率跟蹤(Average Power Tracking, APT)技術(shù)[1-3]使電源調(diào)制器在每個數(shù)據(jù)段輸出不同的電壓，該供電電壓恰好能夠滿足當前數(shù)據(jù)段發(fā)射系統(tǒng)的需求，以此來降低損耗，提升無線發(fā)射系統(tǒng)的效率.實現(xiàn)平均功率跟蹤的關(guān)鍵是電源調(diào)制器的輸出電壓可以在不同數(shù)據(jù)段之間迅速切換，因此平均功率跟蹤電源調(diào)制器本質(zhì)上是一個具有快速參考跟蹤功能的DC-DC轉(zhuǎn)換器.對于高功率用戶設備(High Power User Equipment, HPUE)而言，電源調(diào)制器要想在電池電壓下降時維持高功率輸出，就必須采用升壓(Boost)轉(zhuǎn)換器.

圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器進行參考電壓跟蹤的3種方式.第1種方式中轉(zhuǎn)換器經(jīng)過電感(L)的一次充放電完成輸出電壓(VOUT)切換，此時的充電時間ton=t1；第2種方式中電感充電時間ton>t1，以致一次充放電后輸出電壓大于目標電壓，還需調(diào)整一段時間到達穩(wěn)態(tài)值；第3種方式中電感充電時間ton

圖1 升壓轉(zhuǎn)換器進行參考電壓跟蹤的3種方式Fig.1 Three reference tracking methods for boost converter

為了解決上述問題，本文提出了一款基于線性化近似的開環(huán)一次開關(guān)升壓轉(zhuǎn)換器.在穩(wěn)態(tài)時，系統(tǒng)工作在閉環(huán)狀態(tài)，工作頻率低、穩(wěn)定性強，且效率較高；在進行參考電壓跟蹤時，直接將系統(tǒng)負反饋斷開，進入開環(huán)工作模式，通過運算模塊對t1的準確控制來實現(xiàn)一次開關(guān)電壓轉(zhuǎn)換.其中運算模塊使用了樣本擬合、線性化處理的方法進行簡化，不用再考慮系統(tǒng)各個變量之間的理論關(guān)系，從而顯著降低了運算的復雜度.

1 系統(tǒng)架構(gòu)

本文設計的基于開環(huán)一次開關(guān)的快速跟蹤升壓轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)架構(gòu)如圖2所示.其功率級采用了開關(guān)電源升壓拓撲結(jié)構(gòu)，包括一個功率NMOS，一個功率PMOS，濾波電感L和濾波電容CL，負載PA在設計時等效為一個6 Ω電阻和600 pF電容的并聯(lián)結(jié)構(gòu).控制級包括補償器(Compensator)、雙模控制器(Dual Mode Controller)、電流檢測器(Current Sensor)以及死區(qū)時間發(fā)生器(Dead-time Generator).穩(wěn)態(tài)工作時，雙?？刂破骺刂品答伮窂?Feedback path)選通，反饋信號VFB經(jīng)補償器和固定頻率關(guān)斷時間控制器(Constant Frequency off-time Controller, CFOT)作用于功率級形成閉環(huán).當輸入信號VREF發(fā)生階躍上跳變時，模式選擇器(Mode Selector)輸出脈沖使快速響應路徑(Fast Response Path)選通，反饋環(huán)路被斷開，系統(tǒng)依靠一次開關(guān)控制器(Single on/off Controller)作用使輸出電壓經(jīng)過開環(huán)一次開關(guān)快速上升，當輸出電壓接近目標值時，瞬態(tài)檢測器控制反饋路徑選通，電路再次回到閉環(huán)工作模式.

圖2 快速跟蹤升壓轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)架構(gòu)Fig.2 Architecture of the proposed fast reference-tracking boost converter

2 快速跟蹤升壓轉(zhuǎn)換器的原理分析及電路實現(xiàn)

2.1 固定頻率關(guān)斷時間控制器

當電源調(diào)制器工作在穩(wěn)態(tài)時，控制路徑為補償器和固定頻率關(guān)斷時間控制器所組成的反饋路徑.固定頻率關(guān)斷時間控制器的電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中各關(guān)鍵節(jié)點的時序描繪在圖4中.當S=1時，RS觸發(fā)器置位使DUTY=0，此時電容C通過PMOS充電，充電電流

圖3 固定頻率關(guān)斷時間控制器電路框圖Fig.3 Block diagram of the CFOT controller

圖4 固定頻率關(guān)斷時間控制器關(guān)鍵節(jié)點的時序圖Fig.4 Timing diagram of the critical points in the CFOT controller

(1)

當電容電壓VC被充至k·VBAT時，R=1，RS觸發(fā)器復位使DUTY=1，此時電容C通過NMOS放電，直至VC=0.可以計算出充電時間

(2)

對于升壓轉(zhuǎn)換器，其功率級拓撲結(jié)構(gòu)決定了參考電壓VREF、電池電壓VBAT、開關(guān)信號占空比DDUTY和開關(guān)周期T之間的關(guān)系為

(3)

(4)

其中:β=VOUT/VFB，是輸出電壓采樣比.由式(1)～(4)，開關(guān)周期T可以表示為

T=k·β·R·C.

(5)

可見開關(guān)周期T和輸入輸出電壓均無關(guān)系，因此我們通過該控制器實現(xiàn)了PWM控制.PWM控制相比PFM具有較小的輸出電壓紋波，且紋波頻率固定，能夠減小電源調(diào)制器對RFPA的干擾，負載PA的噪聲性能得到了改善.具體設計電路時，由于電阻R的值隨工藝有正負20%的波動，電容C常常設計為數(shù)字控制的電容陣列來修正RC時間常數(shù).

2.2 一次開關(guān)控制器

在參考電壓由VREF1跳變到VREF2時，系統(tǒng)反饋路徑斷開，快速響應路徑連接.響應的理論最快速度是輸出電壓切換通過一次開關(guān)完成，時序如圖5所示.當VREF由VREF1跳到VREF2時，VDUTY置1，功率NMOS開啟給電感充電，使電感電流線性上升.此時由于功率PMOS關(guān)閉，輸出電容向負載供電，使得輸出電壓逐漸降低.經(jīng)過時間t1后，電感電流IL上升至IH，輸出電壓VOUT降低至VL.緊接著占空比信號VDUTY置0，功率P管開啟，N管關(guān)斷，電感L開始放電，整個放電過程持續(xù)時間為t2，放電完成后輸出電壓成功轉(zhuǎn)換至Vo2.至此，系統(tǒng)就已通過一次開關(guān)將輸出電壓由Vo1切換為Vo2.

圖5 一次開關(guān)參考電壓跟蹤時序圖Fig.5 Timing diagram of single on/off reference tracking

在這個轉(zhuǎn)換過程中，VREF1和VREF2都是系統(tǒng)輸入的已知量.Vo1和Vo2的值與輸出電壓采樣比β有關(guān)，也可認為是已知量.電感穩(wěn)態(tài)平均電流Iav1、Iav2由電池電壓、負載電阻、輸出電壓共同決定，因此亦是已知量.剩余的電感充電時間t1，輸出電壓谷值VL，和電感峰值電流IH是關(guān)鍵的未知量.為了實現(xiàn)圖5所示的一次開關(guān)響應，這些變量必須被求解出來.

峰值電流

(6)

谷值電流

(7)

電感放電過程中電感電流IL和時間t的關(guān)系可表示為

(8)

電感放電過程中輸出電壓VOUT和時間t的關(guān)系可表示為

(9)

穩(wěn)態(tài)工作時電感平均電流Iav1，2可以表示為

(10)

將式(6)～(10)聯(lián)立化簡，最終可以得到有關(guān)未知量VL的關(guān)系式為

(11)

式中:

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

圖6 不同輸入情況下的VL理論計算值與仿真實際值Fig.6 The theoretical value and simulated value of VL with different inputs

當VL理論值可以求解后，就可以利用圖7所示的一次開關(guān)控制器，在參考電壓上跳變時，實現(xiàn)快速的一次開關(guān)電壓切換.在參考電壓變化時，VL計算模塊將VL的理論值計算出后與VOUT比較.由于是上跳變，最初VL小于VOUT，比較器輸出為高電平，該高電平傳輸至D觸發(fā)器置位端(S)，使占空比信號DUTY_OPEN為高電平，此時N功率管打開，P功率管關(guān)斷，片外電感開始充電.當VOUT降至VL以下時，比較器翻轉(zhuǎn)為低電平，D觸發(fā)器的CLK端捕獲到一個上升沿，使占空比信號DUTY_OPEN置0，N功率管關(guān)閉，P功率管打開，片外電感開始放電直至輸出電壓轉(zhuǎn)換完成.由此，輸出電壓經(jīng)過一次開關(guān)就可以完成切換，即達到了相同片外電感、片外電容下的理論最快切換速度.

圖7 一次開關(guān)控制器電路框圖Fig.7 Block diagram of the single on/off controller

2.3 VL計算模塊

由圖5可知，一次開關(guān)完成電壓切換的關(guān)鍵是通過VL計算模塊得到準確的VL.但VL的求解是一個非常復雜的過程，圖6得到的幾組特殊數(shù)據(jù)的VL理論計算值是通過Matlab求解得到的，而在實際電路中，往往需要用FPGA來實現(xiàn)如此復雜的計算[7]，這就增加了電路的硬件開銷.因此如何簡化VL求解，使VLcalculator的能夠方便的用電路實現(xiàn)，是非常重要的問題.最簡單的方法就是線性化，可以預設

VL=k1VREF1+k2VREF2+k3VBAT+b，

(17)

自變量為VREF1、VREF2、VBAT，因變量為VL.首先根據(jù)式(11)可以得到5 000組格式如表1的數(shù)據(jù)，當樣本數(shù)據(jù)足夠多時，就可利用尋優(yōu)算法得到最優(yōu)的k1、k2、k3、b，使擬合得到的VL曲線和原曲線的誤差最小.

表1 VL理論值與各自變量的關(guān)系

最終通過大量的樣本可以擬合得到

VL=1.1VREF1-0.2VREF2+0.13VBAT.

(18)

對比式(11)，式(18)極大的簡化的VLcalculator的設計，只需要利用簡單的加法器就可以實現(xiàn)式(18)的功能.具體電路如圖8所示.VREF1、VREF2、VBAT經(jīng)一定比例的電阻分壓后，通過V-I轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換為電流，3路電流累加后再通過電阻轉(zhuǎn)換回電壓，最終在電流交匯處可得到電壓VL為

圖8 VL計算模塊的電路框圖Fig.8 Block diagram of the VL calculator

(19)

只需要將上述3對電阻設計為一定的比例，就可以通過該電路獲得一次開關(guān)響應時所需的VL值.然而該電路仍然會存在工藝偏差問題，工藝偏差會造成電阻比例發(fā)生變化，使最終的結(jié)果出現(xiàn)誤差.因此電阻R2、R4、R6需要設計為圖9所示的電阻陣列形式.電阻陣列采用了一個大阻值電阻和3個小阻值電阻，每個小阻值電阻并聯(lián)一個數(shù)字控制的開關(guān).通過數(shù)字控制字D<2∶0>的變化，可以選擇接入不同的電阻數(shù)目來實現(xiàn)對電阻阻值的細調(diào)，用以抵消工藝偏差對該模塊精度的影響.除了電阻比值的誤差外，整個電源調(diào)制器還會存在其他誤差，這些誤差的存在都會使輸出電壓無法在一次開關(guān)下完成轉(zhuǎn)換，繼而出現(xiàn)過沖或者欠過沖，但是只要幅度不大，依然是可以接受的，因此可以暫且不去考慮其他誤差帶來的影響.

圖9 可調(diào)電阻電路框圖Fig.9 Block diagram of the variable resistor

2.4 模式選擇模塊

前面分別給出了控制電路中反饋路徑和快速響應路徑的工作方式.系統(tǒng)需要在參考電壓跳變的時候由反饋路徑切換到快速響應路徑，在輸出電壓轉(zhuǎn)換至目標電壓后，再切換回反饋路徑，因此需要一個電壓檢測器分別檢測輸入?yún)⒖茧妷旱奶兒洼敵鲭妷旱淖兓?此功能可由圖10所示的電路來實現(xiàn).具體工作時序如圖11所示.

圖10 模式選擇器電路框圖Fig.10 Block diagram of the Mode Selector

圖11 模式選擇器時序圖Fig.11 Timing diagram of the Mode

當βVREF-VOUT>ΔV時，電流I1、I3之和大于電流I2、I4之和，因為I13=I14，流過PMOS電流鏡的電流I7必定大于I8，所以VM會升高并經(jīng)過兩級反相器整形后輸出高電平.反之當βVREF-VOUT<ΔV時，電流I1、I3之和小于I2、I4之和，流過PMOS電流鏡的電流I7小于I8，VM點的電壓降低并經(jīng)過兩級反相器整形后輸出低電平.這里設置了一個閾值ΔV，當參考電壓發(fā)生跳變時，跳變幅度若小于ΔV/β，VSEL保持為0，快速響應路徑不會開啟，電源調(diào)制器僅利用反饋路徑響應；跳變幅度若大于ΔV/β，VSEL將迅速置1，快速響應路徑開啟，一次開關(guān)控制器控制輸出電壓在一次開關(guān)后到達目標值.到達目標值附近時，βVREF-VOUT<ΔV，VSEL置0，反饋路徑被選通，隨后在負反饋控制下穩(wěn)定.

2.5 電流檢測器

升壓轉(zhuǎn)換器功率級包含一對共軛極點和一個帶外零點，相位裕度小于零，需要在控制環(huán)路引入補償.單純的電壓補償很難保證反饋環(huán)路的相位裕度，因此除電壓補償外又引入了電流補償，如圖2所示，NMOS功率管的電流經(jīng)過電流檢測器采樣后，和電壓補償器的輸出比較，產(chǎn)生的脈沖信號控制固定頻率關(guān)斷時間發(fā)生器輸出占空比信號.電流補償?shù)囊胧构β始壍墓曹棙O點分離，其中一個極點向帶外移動使系統(tǒng)的相位裕度增加，穩(wěn)定性提高.電流檢測器的具體結(jié)構(gòu)如圖12所示，該結(jié)構(gòu)利用電流鏡管M8將NMOS功率管的電流采樣出來，M8與NMOS功率管的溝道長度相等，寬度為NMOS功率管的1/4 000.在深亞微米工藝中，電流鏡的精度受到溝長調(diào)制效應的影響，因此精確采樣時需要保證電流鏡管具有相等的漏源電壓.本結(jié)構(gòu)采用了運放OP與M6組成的反饋環(huán)路控制M8的漏源電壓，運放通過負反饋調(diào)節(jié)M6的柵極偏置電壓，直至VLX_mirror=VLX.此時NMOS功率管和其鏡像管具有相等的漏源電壓，其電流比等于寬長比的比值，NMOS功率管的電流被準確地采樣出來.而后該電流通過電阻R2轉(zhuǎn)換為電壓VSENSE用于環(huán)路控制.電阻R1的作用是調(diào)節(jié)M6管的漏源電壓，使其與M7管的漏源電壓一致，以達到精確的電流鏡像.注意在版圖設計時需要讓NMOS功率管以(W/L)8為cell設計，并且M8應放置在靠近NMOS功率管的位置，以提升匹配度.

圖12 電流檢測器電路框圖Fig.12 Block diagram of the Current Sensor

3 仿真結(jié)果

圖13所示為電流檢測器的仿真結(jié)果，搭建測試激勵時使NMOS功率管的柵極為高電平，處于常開狀態(tài)，控制其漏極電流ID_PowerN緩慢上升、迅速下降、迅速上升，觀察電流檢測器輸出VSENSE的電壓變化.圖中紅色曲線為NMOS功率管的漏極電流，綠色曲線為電壓VSENSE，可以看出電流檢測器基本能夠檢測出NMOS功率管的電流值.當電流較小時，檢測器的檢測值稍大于實際的電流值，最大誤差為0.035，這是因為低電流時VLX的值較小，使運放OP的增益下降，VLX_mirror不再等于VLX.不過這個誤差可以不去處理，因為該電源調(diào)制器的等效電阻負載僅為6歐姆，NMOS功率管的漏極電流始終很大，此電流檢測器可以很好地滿足需求.

圖13 電流檢測器仿真結(jié)果Fig.13 The simulated results of the current sensor

圖14所示為關(guān)閉系統(tǒng)快速響應路徑，即只用反饋路徑進行參考電壓跟蹤時，輸出電壓隨時間變化的曲線，可以看出當電源電壓VBAT為2.8 V時，輸出電壓從2.9 V轉(zhuǎn)換至4.5 V所需時間為11 μs.圖15所示為開啟快速響應路徑，系統(tǒng)在雙模工作時的關(guān)鍵節(jié)點電壓或電流隨時間變化的曲線.當參考電壓由VREF1跳變至VREF2時，模式選擇器檢測到該變化并產(chǎn)生控制信號，使系統(tǒng)從反饋模式切換到快速響應模式.隨后占空比信號VDUTY置1，電感電流IL持續(xù)上升，輸出電壓VOUT逐漸降低至VL(VL由VL計算模塊產(chǎn)生，此時為2.65 V).一次開關(guān)控制器檢測到VOUT降至VL后，將VDUTY置0，電感放電，輸出電容開始充電，當輸出電容上的電壓到達Vo2附近時，模式選擇器產(chǎn)生控制信號使系統(tǒng)由快速響應模式切換回反饋模式，進入周期工作狀態(tài).利用快速響應模式，輸出電壓由2.9 V切換至4.5 V的時間為5.5 μs，明顯低于反饋模式所需的切換時間.

圖14 閉環(huán)參考電壓跟蹤圖Fig.14 Reference tracking with closed loop control

圖15 一次開關(guān)參考電壓跟蹤Fig.15 Reference tracking with single on/off control

圖16(a)所示為電源電壓VBAT=2.8 V，Vo1=2.9 V，Vo2分別等于3.6 V至4.5 V時的輸出電壓切換曲線，可以明顯看出輸出電壓是經(jīng)一次開關(guān)就完成切換的，最長切換時間為5.5 μs/1.6 V.輸出電壓之所以能夠準確的經(jīng)一次開關(guān)完成切換，是因為VL計算模塊在上述情況下得到了準確的VL值.然而并不是在任何情況下VL都是準確的，如圖16(b)所示，當電源電壓VBAT=2.8 V，Vo1=3.4 V，Vo2分別等于3.6 V 至4.5 V時，輸出電壓經(jīng)一次開關(guān)后到達的電壓總是略小于Vo2，在快速響應模式結(jié)束后，仍需要1到3個周期的時間達到最終的穩(wěn)定值.在本設計中穩(wěn)態(tài)開關(guān)頻率設計為1 MHz，因此在這種情況下，輸出

圖16 不同情況下的參考電壓跟蹤Fig.16 Reference tracking in different cases

電壓的切換時間延長了大概1～3 μs，最長的切換時間為7 μs.出現(xiàn)這種情況的原因是VL計算模塊輸出的VL值總是小于需要的VL值，導致電感充電時間不夠，一次充放電不足以完成輸出電壓的切換，這些誤差來源于我們對VL和VREF1、VREF2、VBAT之間的關(guān)系進行了簡單的線性近似，線性化的處理必然會引入誤差.誤差使得轉(zhuǎn)換過程不能一次開關(guān)完成，但盡管如此，快速響應模式轉(zhuǎn)換速度仍要優(yōu)于反饋模式轉(zhuǎn)換速度.圖16(c)所示為電源電壓VBAT=3.3 V，Vo1=3.7 V，Vo2分別等于4 V到4.6 V時輸出電壓的切換過程，可以看出輸出電壓基本是在一次開關(guān)過程后就完成切換的，最長切換時間為5 μs.

至此本文已經(jīng)驗證了不同電源電壓、不同Vo1、不同Vo2下參考電壓跟蹤情況.在多數(shù)情況下，通過線性化處理的VL計算模塊都能夠獲得較為準確的VL值，使輸出電壓能夠通過一次開關(guān)動作完成切換.在有些情況下線性化的VL值會出現(xiàn)比較大的誤差，導致輸出電壓需要額外幾個周期達到穩(wěn)定，切換時間被拖長，但仍短于利用反饋模式切換所需要的時間.

圖17所示為電源電壓VBAT=3.3 V時，不同輸出電壓所對應的效率值，在VOUT=3.5 V時峰值效率達到了96.51%.隨著電壓轉(zhuǎn)換比VOUT/VBAT的增大，電感穩(wěn)態(tài)平均電流也將增大，功率器件導通損耗增加，效率逐漸下降.本設計中的快速響應路徑僅僅由一些控制模塊構(gòu)成，不包含功率模塊，所以快速響應功能并不會使效率下降.由于驅(qū)動對一次開關(guān)建立過程的影響較小，該電路在仿真時采用了理想的驅(qū)動模塊來提高仿真運行的速度，在實際電路中，驅(qū)動的損耗、驅(qū)動非理想性帶來的功率管漏電流都會使效率低于上述值.

圖17 效率曲線Fig.17 Efficiency curve

4 結(jié) 語

本文提出了一款基于開環(huán)一次開關(guān)的快速跟蹤升壓(Boost)轉(zhuǎn)換器，采用SMIC 130 nm工藝進行設計并仿真.該升壓轉(zhuǎn)換器通過線性化處理，計算出參考電壓跟蹤時輸出端谷值電壓VL，從而控制一次開關(guān)過程中NMOS功率管的開啟時間，達到了3.4 μs/V的最優(yōu)轉(zhuǎn)換速度.相同條件下關(guān)閉一次開關(guān)控制器，轉(zhuǎn)換速度降低到了6.1 μs/V.由于轉(zhuǎn)換過程屬于開環(huán)過程，不需要大的環(huán)路帶寬，開關(guān)頻率僅需設置在1 MHz，不包含驅(qū)動損耗時可達到96.5%的仿真峰值效率.本設計的電源調(diào)制器的性能參數(shù)與文獻[1,5-6,10]的對比如表2所示.文獻[1]在輸出電壓切換時，增加了除“電感-輸出端”通路外的其他通路，通過多通路的充放電來實現(xiàn)快速的升降壓，轉(zhuǎn)換速度為20 μs/V.文獻[5]采用了電流反饋來增加環(huán)路帶寬，達到的最優(yōu)轉(zhuǎn)換時間為2.63 μs/V，但該速度為Buck模式到Boost模式的平均速度，由于Boost的電流更大，帶寬更窄，所以單獨Boost模式下的電壓轉(zhuǎn)換速度要低于這個值.文獻[6]通過引入自補償?shù)匿忼X波發(fā)生器，在參考電壓跳變時加速PID補償電容的電壓建立，即提升電源調(diào)制器的大信號負反饋響應速度而不改變小信號帶寬，使Boost模式下輸出電壓轉(zhuǎn)換速度達到了5.71 μs/V.由于文獻[1,5-6]均需要快速的負反饋完成建立，所以開關(guān)頻率較高，效率相對較低.文獻[10]開關(guān)頻率設置的很低，但是沒有快速響應技術(shù)，因此雖然效率較高，跟蹤速度卻只有37 μs/V.比對以上文獻，本文所提出的升壓轉(zhuǎn)換器能夠在一定程度上消除跟蹤速度對于環(huán)路帶寬的依賴，在實現(xiàn)快速切換的同時達到較高的效率，能夠更好的滿足大功率無線發(fā)射系統(tǒng)對電源調(diào)制器的要求.

表2 各電源調(diào)制器的性能對比