林思圻, 林國慶
(福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室,福州大學, 福建 福州 350116)
隨著經濟社會的不斷發(fā)展,全球能源消耗正日益增加,導致了煤炭、石油和天然氣等化石資源的日益枯竭以及環(huán)境污染問題的不斷加重。因此諸如光伏發(fā)電、燃料電池和風力發(fā)電等清潔能源發(fā)電系統(tǒng)近年來得到不斷重視[1-5]。但某種單獨的新能源發(fā)電存在供電可靠性差和受環(huán)境因素影響大等缺點,因此多種可再生能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)以其供電可靠性高和電能質量高的優(yōu)點得到廣泛運用[6-8]。在傳統(tǒng)的新能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)中,每種新能源形式均需要通過一個直流變換器后連接到直流母線,導致了系統(tǒng)結構復雜和成本較高的問題[9-11]。采用一個多輸入直流變換器 (Multi-input Converter,MIC) 代替多個單輸入直流變換器,成為當前新能源聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)展趨勢。光伏和燃料電池等可再生能源的輸出電壓較低一般為18~56 V,不能直接并網發(fā)電或給直流負載供電,需要通過高升壓比直流變換器將較低的直流電升高至200~400 V或者更高等級的直流電[12-14]。因此,研究多輸入高升壓比直流變換器具有重要意義。
多輸入高升壓比直流變換器根據輸入輸出是否隔離可分為隔離型和非隔離型兩種。其中隔離型可以通過增大變壓器的匝比提高電壓增益,但當匝比過大會導致電路效率低、體積和重量大等缺陷。若采用傳統(tǒng)的Boost電路并聯(lián)來構建多輸入變換器,雖然可以提高輸入端口的供電靈活性但無法滿足需要高增益的運用場合。
文獻[15]提出了基于開關電容網絡并聯(lián)型和串聯(lián)型的雙輸入變換器,其中串聯(lián)型結構兩路輸入源能夠同時供電和分時供電,但并聯(lián)型結構只能工作在分時供電的場合,且兩開關管不共地。
文獻[16]提出了一種基于開關電容的高增益雙輸入 Boost 變換器, 該電路中只有一個電感,可以減小電路體積。但使用了三個開關管且都不共地,使得驅動電路復雜,電路只能工作在輸入端口1電壓小于輸入端口2電壓的情況下,限制了變換器在雙輸入場合的廣泛運用。
文獻[17]提出了一種多路輸入高升壓Boost 變換器,該電路通過采用交錯Boost結構與二極管電容網絡相結合來實現(xiàn)高升壓比,開關器件電壓應力較低,但變換器只能同時供電,不能分時供電,文獻[18]中提出的雙輸入變換器雖然電壓增益得到進一步提升,但依然不能工作在分時供電狀態(tài)。
文獻[19]采用兩個脈沖電壓單元并聯(lián)后與Boost電路組合的結構,雖然電路可以工作在Buck,Boost和Buck-Boost三種狀態(tài),但不能滿足新能源發(fā)電對于高電壓增益的要求。文獻[20]采用耦合電感來提升電壓增益,但耦合電感的使用會增大開關器件電壓應力,降低變換器效率。
針對上述問題,本文提出一種基于開關電容增壓單元的雙輸入高升壓比直流變換器,兩路輸入源可以同時供電和分時供電,且具有電壓增益高、開關器件電壓應力低、控制自由度多、各輸入源功率可靈活分配等優(yōu)點。
本文提出的雙輸入高升壓比直流變換器拓撲如圖 1 所示,由兩路輸入電源Vin1、Vin2,電感L1、L2,中間電容C1~C3,二極管VD1~VD5,輸出電容Co以及負載R組成。
為簡化分析,作出如下假設:①電感L1、L2足夠大,電感電流連續(xù);②忽略線路與器件的寄生參數(shù)的影響;③電容C1、C2、C3、Co足夠大,忽略其電壓紋波;④二極管無導通壓降。
根據輸入源連接方式的不同,雙輸入高升壓比直流變換器存在三種供電模式,本文以電感電流工作在CCM為例,對這三種供電模式下變換器的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性進行分析。
當輸入端口1和輸入端口2同時供電時,開關管S1和開關管S2交錯工作,且占空比滿足D1+D2≥1,假設此工作模式下始終滿足:由Vin1供電的Boost變換器的輸出電壓大于Vin2,則二極管VD4始終處截止狀態(tài)。電路在一個開關周期內有四個工作模態(tài),各工作模態(tài)等效電路如圖2所示。
圖2 兩輸入源同時供電時等效電路圖
(1)工作模態(tài)1[t0,t1]:t0時刻,開關管 S1、S2均處于導通狀態(tài);電感L1、L2兩端電壓分別為輸入電壓Vin1、Vin2,兩電感電流均線性上升,二極管VD1~VD5都處于反向截止狀態(tài),電容C1~C3兩端電壓均保持不變,輸出電容Co給負載供電。
(2)工作模態(tài)2[t1,t2]:t1時刻,開關管S2關斷,S1繼續(xù)導通;電感L1兩端電壓仍為Vin1,電流繼續(xù)線性上升;電感L2續(xù)流,其電流線性下降,此時,Vin2與電感L2一起通過二極管VD1對電容C1充電;Vin2與電感L2、電容C3、C2串聯(lián)在一起通過二極管VD5和開關管S1給電容Co充電并給負載供電;二極管VD2、VD3與VD4承受反壓截止。
(3)開關模態(tài)3[t2,t3]: 開關管S1、S2均導通,這個階段與(t0~t1)階段電路工作模態(tài)一致,不再重復分析。
(4)工作模態(tài)4[t3,t4]:t3時刻,開關管 S1斷開,S2繼續(xù)導通;電感L1續(xù)流,其電流線性下降,此時,Vin1與電感L1、電容C1串聯(lián)在一起通過二極管VD2和開關管S2對電容C2充電;Vin1與電感L1一起通過二極管VD3和開關管S2對電容C3充電;電感L2兩端的電壓為Vin2,電感L2電流繼續(xù)線性上升;二極管VD1、VD4與VD5承受反向電壓截止,輸出電容Co給負載供電。
以上分析了兩路輸入源供電模式在電感電流連續(xù)及滿足占空比條件下變換器的工作情況。電路在電感電流斷續(xù)時的工作過程分析與連續(xù)時相似,為簡化分析,文中不再贅述;在實際應用中,當兩路開關管驅動信號不滿足占空比條件時,可以使變換器工作在間歇工作模式,維持輸出電壓穩(wěn)定,變換器仍可正常工作。
此模式下開關管S2保持導通狀態(tài),電路是一個由輸入電源Vin1,開關管S1、S2,二極管VD1、VD2、VD3和VD5,電感L1,電容C2、C3和Co以及負載R組成的高升壓比直流變換器,變換器在一個開關周期有兩個工作模態(tài),各工作模態(tài)等效電路如圖3所示。
圖3 Vin1單獨供電時等效電路圖
(1)工作模態(tài)1[t0,t1]:當開關管S1導通時,Vin1通過開關管S1對電感L1充電,電感電流線性上升,電容C2與C3串聯(lián)在一起通過開關管S1、S2和二極管VD5對電容Co充電并給負載供電。
(2)工作模態(tài)2[t1,t2]:當開關管S1關斷時,電感L1續(xù)流,電感電流線性下降,Vin1與電感L1串聯(lián)通過二極管VD1和VD2對電容C2充電,并通過二極管VD3和開關管S2對電容C3充電,二極管VD5承受反壓截止,輸出電容Co給負載供電。
此模式下開關管S1保持導通狀態(tài),電路是一個由輸入電源Vin2,開關管S1、S2,二極管VD1、VD2、VD4和VD5,電感L2和電容C1~C3、Co組成的高升壓比直流變換器,變換器在一個開關周期有兩個工作模態(tài),各工作模態(tài)等效電路如圖4所示。
圖4 Vin2單獨供電時等效電路圖
(1)工作模態(tài)1[t0,t1]:當S2導通時,Vin2通過開關管S2對電感L2充電,電感電流線性上升,Vin2通過二極管VD4和開關管S2對電容C3充電,電容C1通過開關管S2、S1和二極管VD2對電容C2充電;二極管VD1和VD5反向截止,輸出電容Co給負載供電。
(2)工作模態(tài)2[t1,t2]:當S2關斷時,電感L2續(xù)流,電感電流線性下降,Vin2與電感L2一起通過二極管VD1給電容C1充電;Vin2與電感L2、電容C3和C2串聯(lián)在一起通過二極管VD5和開關管S1給輸出電容Co充電并給負載供電。
基于上述對變換器在3種工作模式下的原理分析,可以求出相應的電壓增益。
3.1.1 輸入端口1和端口2同時供電模式
根據電感L1與L2的伏秒平衡原理可以分別列寫式(1)與式(2)。
(1)
(2)
式中,D1、D2分別為開關管S1、S2的占空比;Ts為開關周期;VC1~VC3分別為電容C1~C3兩端電壓;Vo為輸出電壓。
根據式(1)與式(2)可以計算出各電容電壓及輸出電壓的表達式為:
(3)
當Vin1=Vin2,D1=D2=D時,所提變換器的電壓增益為:
(4)
式中,M為電壓增益。
3.1.2 輸入端口1單獨供電模式
根據電感L1的伏秒平衡原理可列寫:
(5)
同時電容C2、C3的電壓與輸出電壓滿足式(6):
Vo=VC2+VC3
(6)
根據式(5)與式(6)可以計算出各電容電壓及輸出電壓的表達式為:
(7)
此工作模式下變換器的電壓增益為:
(8)
3.1.3 輸入端口2單獨供電模式
根據電感L2的伏秒平衡原理可列寫:
(9)
同時電容C1與C2的穩(wěn)態(tài)電壓值相等,因此可以計算出各電容電壓及輸出電壓的表達式為:
(10)
此工作模式下變換器的電壓增益為:
(11)
當兩路輸入源電壓相同且兩開關管占空比相同時,所提拓撲在三種供電模式下的增益曲線如圖5所示??梢钥闯?,三種供電模式下的電壓增益由高到低依次為:雙輸入供電模式、輸入端口2單獨供電模式、輸入端口1單獨供電模式。
圖5 電壓增益曲線
當輸入端口1和端口2同時供電時,各開關器件的電壓應力表達式為:
(12)
式中,VS1_max、VS2_max分別為開關管S1、S2的電壓應力;VVD1_max~VVD5_max分別為二極管VD1~VD5的電壓應力。
當輸入端口1單獨供電時,各開關器件的電壓應力表達式為:
(13)
輸入端口2單獨供電時,各開關器件的電壓應力表達式為:
(14)
根據三種供電模式下各開關器件的電壓應力,取式(12)~式(14)中的應力最大值,因此可以得到所提雙輸入變換器中各開關器件的電壓應力為:
(15)
(16)
根據式(16)可得:
(17)
根據電感L1與L2的電流平均值可列寫:
(18)
根據式(16)~式(18)可得兩電感電流平均值之間的關系為:
(19)
由式(19)可以看出兩路輸入電流的比值僅與開關管S1和S2的占空比有關,因此可以通過調節(jié)占空比D1和D2對兩路輸入源進行功率分配與能量管理。兩路輸入源的功率關系為:
(20)
式中,Pin1、Pin2分別為輸入端口1、輸入端口2的輸入功率。
在實際閉環(huán)系統(tǒng)中,采用按功率等級分配方式,當兩路輸入源同時供電時,通過控制其中一個開關管的占空比來穩(wěn)定輸出電壓,另一個開關管的占空比通過式(20)計算得到,這樣通過控制兩開關管的占空比就可以實現(xiàn)輸出電壓恒定及使兩路輸入功率按所設定的比例進行分配。當兩路驅動不滿足占空比條件時,電路進入間歇工作模式,使占空比按照D1+D2=1工作,并根據式(20)的兩路輸入源的功率關系比求出兩開關占空比,兩路輸入源功率仍能按設定的比例工作;當輸入源Vin1單路供電時,控制開關管S2始終處于導通狀態(tài),控制開關管S1的占空比來穩(wěn)定輸出電壓;當輸入源Vin2單路供電時,控制開關管S1始終處于導通狀態(tài),控制開關管S2的占空比來穩(wěn)定輸出電壓。
通過與其他同類變換器對比,可以更好地突出所提變換器的性能和優(yōu)勢。表1所示為同類拓撲性能對比結果,為確保可比性,文獻[21]選取兩個輸入源和兩個增壓單元情況,文獻[15]選取基于串聯(lián)型開關電容結構的拓撲,所有變換器的各路輸入源電壓相等,各主開關管占空比相等均為D。因部分拓撲無法實現(xiàn)單路供電的功能,所以電壓增益和最大開關管應力均選取雙輸入時的情況進行比較。
表1 同類拓撲性能對比
可以看出,所提雙輸入變換器的電壓增益和最大開關管應力相比于文獻[17]、文獻[16]和文獻[21]具有明顯優(yōu)勢,雙輸入模式下的增益對比曲線如圖6所示。在雙輸入供電模式時,文獻[16]和文獻[21]中所提變換器分別需要工作在Vin1
圖6 電壓增益對比曲線
因此,本文所提雙輸入變換器在僅使用兩個開關管和相對不多無源器件的情況下,實現(xiàn)了較高的電壓增益,可以有效避免開關管極限占空比的出現(xiàn);具有較低的開關管電壓應力,有助于器件選型和提升變換器效率;具有連續(xù)的輸入電流,有利于提升新能源電池的使用壽命;既能工作在雙輸入模式,也能工作在單輸入模式,提高了供電的靈活性和可靠性;兩開關管共地,簡化了驅動電路的設計,降低了成本。
由于所提變換器工作于電感電流連續(xù)模式,電感取值必須大于臨界導通模式下的計算值,即:
(21)
式中,ΔiL1、ΔiL2分別為按設計要求所設定的流過電感L1、L2電流的最大紋波值。
電容的取值主要考慮控制其電壓紋波不超過設計限制值,其計算公式如下:
(22)
式中,ΔVC1、ΔVC2、ΔVC3和ΔVo分別為電容C1、C2、C3和Co可接受的最大電壓紋波值;IL1、IL2和Io分別為流過電感L1、L2和輸出電流的平均值。
為了驗證理論分析的正確性,搭建了一臺100 W的雙輸入高升壓比直流變換器樣機。表 2 所示為實驗的器件參數(shù)、選型和實驗結果。
表2 電路參數(shù)
圖7為雙輸入模式下Vin1=Vin2=36 V 時的實驗波形。其中圖7(a)為兩開關管漏源電壓和兩路輸入電流波形,圖7(b)為電容C1~C3兩端電壓和輸出電壓波形,圖7(c)為二極管VD1~VD3兩端電壓波形,圖7(d)為二極管VD4和VD5兩端電壓波形。電路工作在額定輸入輸出電壓時,兩個開關管工作的占空比D1=D2=0.620,電壓增益為10.56,在相同的占空比下,文獻[16]、文獻[17]和文獻[21]中所提變換器的電壓增益分別為3.63、5.26和5.26,遠低于本文所提的電路拓撲。因此在相同的電壓增益下,所提變換器可以有效地避免了極限占空比的出現(xiàn);開關管S1、S2的電壓應力分別為97.8 V、95.7 V,約為文獻[17]和文獻[21]中所提變換器開關管電壓應力的一半。二極管VD1~VD5的電壓應力分別為96.8 V、192.2 V、 191.6 V、156.2 V、190.7 V,遠低于雙BOOST并聯(lián)變換器。電容C1~C3的穩(wěn)態(tài)電壓值分別為95.7 V、187.3 V、96.1 V,輸出電壓為379.6 V,與式(3)分析結果一致。該變換器兩路輸入電流都是連續(xù)的,輸入電流紋波小,而文獻[16]和文獻[21]中變換器的輸入電流則是脈動的,會影響光伏電池等的使用壽命。
圖7 雙輸入源供電實驗波形
圖8 為Vin1=36 V單獨供電時的實驗波形??梢钥闯觯_關管S2和二極管VD1均處于導通狀態(tài),開關管 S1的驅動占空比D1=0.810,S1的電壓應力為191.3 V,輸入電流iin1連續(xù);二極管VD2~VD5的電壓應力分別為191.2 V、191.9 V、187.8 V、 192.4 V,與式(13)分析一致;電容C1~C3的穩(wěn)態(tài)電壓值分別為0 V、188.3 V、191.8 V,輸出電壓為381.5 V,與式(7)分析一致。
圖8 Vin1單獨供電實驗波形
圖9 為Vin2=36 V單獨供電時的實驗波形。此模式下開關管S1始終處于導通狀態(tài),S2的占空比D2=0.791,S2的電壓應力為173.7 V,輸入電流iin2連續(xù);二極管VD1~VD5的電壓應力分別為174.5 V、173.1 V、209.7 V、174.1 V和173.9 V,與式(14)的分析一致。電容C1~C3的穩(wěn)態(tài)電壓值分別為 174.2 V、174.9 V、35.4 V,輸出電壓為380.7 V,與式(10)分析一致。
圖9 Vin2單獨供電實驗波形
圖10為在額定輸入條件、不同供電模式下所提變換器效率隨輸出功率變化的曲線,樣機在雙輸入模式時的滿載效率為 93.7%,Vin1單獨供電時滿載效率為91.12%,Vin2單獨供電時滿載效率為 92.43%。因此,在三種供電模式中,效率由高到低依次為:雙輸入供電模式、Vin2單輸入模式、Vin1單輸入模式。
圖10 效率曲線
本文提出了一種基于開關電容增壓單元的雙輸入高升壓比直流變換器,對其工作原理和穩(wěn)態(tài)特性進行了詳細分析,并通過實驗驗證了該拓撲的可行性。本文所提拓撲具備以下特點:
(1) 電路可以實現(xiàn)兩路輸入源同時供電,也可以其中任意一路輸入源單獨供電,提高了供電靈活性和可靠性,適用于多種新能源聯(lián)合供電的場合。
(2) 電路在三種供電模式下均具有較高的電壓增益,能夠有效地避免開關管工作在極限占空比狀態(tài)。
(3) 開關器件的電壓應力小,因此可以選擇較低電壓等級的開關器件,有利于降低電路成本,減少開關損耗,提高變換器效率。
(4) 具有連續(xù)的輸入電流,有利于提升新能源電池的使用壽命,且兩開關管共地,簡化了驅動電路的設計,降低了成本。