闞志忠， 姜春鵬， 何 浩， 徐菁遠(yuǎn)， 張純江

(燕山大學(xué)電氣工程學(xué)院， 河北 秦皇島 066004)

1 引言

儲(chǔ)能技術(shù)在發(fā)展新能源發(fā)電與建設(shè)智能電網(wǎng)中有著不可替代的重要作用，由于光伏和風(fēng)力發(fā)電具有間歇性，對(duì)電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行有比較大的影響，所以在光伏和風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中一般需要配備儲(chǔ)能裝置[1，2]。儲(chǔ)能裝置中的核心單元就是連接電池和交流母線的逆變器接口電路，儲(chǔ)能鋰電池在充放電過程中電池電壓變化范圍較大，所以儲(chǔ)能逆變器的直流輸入側(cè)應(yīng)具有適應(yīng)寬范圍輸入的特征。傳統(tǒng)逆變器無法滿足輸入電壓寬范圍變化的要求，為此文獻(xiàn)[3]在逆變器后級(jí)加入工頻變壓器，文獻(xiàn)[4]在逆變器前級(jí)加入高頻變壓器和DC/AC、AC/DC變換器，兩種方案均可實(shí)現(xiàn)對(duì)儲(chǔ)能電池電壓的調(diào)節(jié)，但工頻變壓器體積龐大，而高頻變壓器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、控制復(fù)雜。為了適應(yīng)儲(chǔ)能電池寬電壓變化范圍的需求，DC/DC+DC/AC的兩級(jí)變換得到了廣泛研究和應(yīng)用[5-8]，DC/DC變換器(一般為非隔離型)用于對(duì)電池的升壓，后級(jí)DC/AC逆變器輸出交流電，相比變壓器隔離型系統(tǒng)，其系統(tǒng)體積更小，但儲(chǔ)能電池輸出功率經(jīng)過兩級(jí)變換會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗的增加。為了實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入同時(shí)提高系統(tǒng)效率，許多學(xué)者研究了Z源型逆變器。Z源逆變器最早是由彭方正教授提出的[9]，該逆變器通過上下逆變橋臂直通實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入直流電壓的升壓，與傳統(tǒng)逆變器相比不需要加入死區(qū)時(shí)間，因此大大降低了輸出交流電壓的諧波含量。但是由于Z源網(wǎng)絡(luò)電容初始狀態(tài)等效為短路，該拓?fù)浯嬖趩?dòng)沖擊電流問題。通過交換Z源網(wǎng)絡(luò)二極管與三相逆變橋臂的位置得到串聯(lián)型Z源逆變器[10]，Z源網(wǎng)絡(luò)與三相逆變橋臂串聯(lián)，從而解決了啟動(dòng)沖擊電流的問題。通過改變Z源網(wǎng)絡(luò)元器件的位置得到兩種準(zhǔn)Z源逆變器[11，12]。

本文以串聯(lián)型Z源逆變器為基礎(chǔ)，提出改進(jìn)型串聯(lián)Z源逆變器，通過單級(jí)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入，在電池電壓較高時(shí)的逆變模式下或向電池充電模式下通過雙向旁路開關(guān)將Z源網(wǎng)絡(luò)切除，可避免Z源網(wǎng)絡(luò)與逆變橋臂損耗，使其更適合作為儲(chǔ)能逆變器應(yīng)用于鋰電池儲(chǔ)能中。針對(duì)Z源逆變器直流鏈電壓為脈動(dòng)量，閉環(huán)控制中檢測(cè)困難的問題，采用了輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓間接控制策略，并給出了Z源網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)原則。

2 工作模式分析

改進(jìn)型串聯(lián)Z源逆變器拓?fù)淙鐖D1所示，其中Vdc為儲(chǔ)能電池電壓，C1、C2為Z源網(wǎng)絡(luò)電容，L1、L2為Z源網(wǎng)絡(luò)電感，Lf為輸出濾波電感，Cf為輸出濾波電容，IGBT組成的全控開關(guān)S1～S6構(gòu)成三相逆變橋臂，在逆變橋臂中插入直通工作狀態(tài)，與Z源網(wǎng)絡(luò)配合即可實(shí)現(xiàn)對(duì)直流輸入電壓的升壓，S7為Z源網(wǎng)絡(luò)開關(guān)管，可實(shí)現(xiàn)Z源網(wǎng)絡(luò)能量雙向流動(dòng)，S8、S9為Z源網(wǎng)絡(luò)旁路開關(guān)，由反向串聯(lián)MOSFET組成，電壓等級(jí)較低時(shí)可選用通態(tài)電阻極低的MOSFET進(jìn)一步降低旁路開關(guān)導(dǎo)通損耗(MOSFET具有同步整流特性)。

圖1 改進(jìn)型串聯(lián)Z源逆變器

改進(jìn)型串聯(lián)Z源逆變器直流側(cè)等效電路如圖2所示，交流側(cè)等效為電流源，其兩端電壓為直流鏈電壓。

圖2 直流側(cè)等效電路

當(dāng)儲(chǔ)能電池電量充足時(shí)，電池電壓較高，直流輸入電壓Vdc能夠滿足交流側(cè)輸出要求，不需要Z源網(wǎng)絡(luò)升壓，旁路開關(guān)S8、S9閉合，等效電路如圖3所示，此時(shí)直流鏈電壓等于直流輸入電壓，改進(jìn)型Z源逆變器工作狀態(tài)與傳統(tǒng)電壓源逆變器相同，Z源網(wǎng)絡(luò)中無電流流過，不產(chǎn)生額外損耗，逆變橋臂中無直通工作狀態(tài)，不產(chǎn)生直通損耗。

圖3 旁路開關(guān)閉合等效電路

隨著電池放電，電池兩端電壓不斷降低，當(dāng)直流輸入電壓不能滿足交流輸出要求時(shí)，旁路開關(guān)斷開，逆變橋臂中加入直通工作狀態(tài)，由Z源網(wǎng)絡(luò)對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行升壓，此時(shí)改進(jìn)型Z源逆變器可分為直通與非直通兩種工作狀態(tài)。

直通工作狀態(tài)等效電路如圖4所示，此時(shí)逆變器上下橋臂直通，交流側(cè)等效為短路，S7斷開。

圖4 直通工作狀態(tài)

設(shè)Z源網(wǎng)絡(luò)為對(duì)稱網(wǎng)絡(luò)，即兩電感取值相同，兩電容取值相同，則：

(1)

式中，vC1、vC2、vC為C1、C2暫態(tài)電壓；vL1、vL2、vL為L(zhǎng)1、L2暫態(tài)電壓。

一個(gè)開關(guān)周期中電容電壓近似不變，其瞬時(shí)值近似等于穩(wěn)態(tài)值，vC≈VC，則由圖4直通工作狀態(tài)下電壓關(guān)系可知：

(2)

式中，vpn為直流鏈電壓暫態(tài)值。

非直通工作狀態(tài)等效電路如圖5所示,開關(guān)管S7體二極管導(dǎo)通。

圖5 非直通工作狀態(tài)

由圖5可得：

(3)

穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期中電感兩端電壓平均值為0，設(shè)一個(gè)開關(guān)周期中直通時(shí)間為T0，直通占空比為D0，D0=T0/Ts，由式(2)和式(3)可得：

(Vdc+VC)D0-VC(1-D0)=0

(4)

由式(4)可得穩(wěn)態(tài)時(shí)電容電壓為：

(5)

穩(wěn)態(tài)時(shí)直流鏈電壓峰值為：

(6)

逆變器輸出相電壓峰值可表示為：

(7)

3 直流鏈電壓控制

由式(7)可知，在直流輸入電壓寬范圍變化時(shí)，若調(diào)制比M不變，則需要通過調(diào)節(jié)直通占空比D0保持直流鏈電壓峰值穩(wěn)定，而穩(wěn)態(tài)時(shí)直流鏈電壓是一個(gè)周期等于開關(guān)周期的方波，如圖6所示，導(dǎo)致直接檢測(cè)直流鏈電壓進(jìn)行控制較為困難。

圖6 直流鏈電壓穩(wěn)態(tài)波形

Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓相對(duì)穩(wěn)定，且與直流鏈電壓之間存在固定關(guān)系，由式(3)可得：

(8)

因此可通過采樣直流輸入電壓與Z源電容電壓來控制直流鏈電壓。輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓間接控制策略控制框圖如圖7所示。

圖7 輸入電壓前饋和電容電壓反饋控制

4 Z源網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)

4.1 Z源網(wǎng)絡(luò)電容參數(shù)設(shè)計(jì)

由式(3)可知，直流鏈電壓峰值為直流輸入電壓與兩倍的Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓之和，而直流鏈電壓經(jīng)過逆變后作為三相交流電壓供給負(fù)載或并入電網(wǎng)，為了得到高質(zhì)量的交流輸出電壓，必須減小Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓紋波。降低紋波的方法通常是增大電容取值，但是電容取值過大會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度變慢。綜合考慮各方面影響，對(duì)Z源網(wǎng)絡(luò)電容設(shè)計(jì)如下。

由電路原理可得電容的計(jì)算式為：

(9)

式中，ΔvC為電容電壓變化量；Δt為電容電壓變化時(shí)間。

對(duì)改進(jìn)型Z源逆變器工作原理分析可知，直通期間Z源網(wǎng)絡(luò)電容電流等于電感電流，由于直通時(shí)間很短，在一個(gè)開關(guān)周期中電感電流看作恒定值，即：

iC=iL=IL

(10)

式中，iC為電容電流暫態(tài)值；iL為電感電流暫態(tài)值；IL為電感電流穩(wěn)態(tài)值。

在采用簡(jiǎn)單升壓控制時(shí)，Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓在一個(gè)開關(guān)周期中脈動(dòng)波形如圖8所示。

圖8 Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓波形

從圖8中可以看出一個(gè)開關(guān)周期中電容電壓脈動(dòng)兩次，非直通工作時(shí)電容放電，直通工作時(shí)電容充電，直通工作時(shí)一次脈動(dòng)時(shí)間為：

(11)

式中，Ts為開關(guān)周期。

設(shè)穩(wěn)態(tài)時(shí)允許的最大電容電壓紋波為：

ΔvC=αVC

(12)

式中，α為電壓最大紋波系數(shù)。

將式(10)～式(12)代入式(9)可得Z源網(wǎng)絡(luò)電容計(jì)算式為：

(13)

4.2 Z源網(wǎng)絡(luò)電感參數(shù)設(shè)計(jì)

增大Z源網(wǎng)絡(luò)電感有利于減小電流紋波，但是會(huì)加重系統(tǒng)的非最小相位現(xiàn)象，此外電感的取值還要考慮避免使電感與電容間出現(xiàn)諧振現(xiàn)象。

由電路原理可得電感計(jì)算式如下：

(14)

式中，ΔiL為電容電壓變化量；Δt為電容電壓變化時(shí)間。

對(duì)改進(jìn)型Z源逆變器工作原理的分析可知，非直通期間Z源網(wǎng)絡(luò)電感電壓等于負(fù)的電容電壓，由于直通時(shí)間很短，在一個(gè)開關(guān)周期中可將電容電壓看作恒定值，即：

vL=-vC=-VC

(15)

采用簡(jiǎn)單升壓控制時(shí)，電感電流在一個(gè)開關(guān)周期中脈動(dòng)波形如圖9所示。

圖9 Z源網(wǎng)絡(luò)電感電流波形

Z源網(wǎng)絡(luò)電感在非直通工作時(shí)放電，直通工作時(shí)充電，電感電流脈動(dòng)波形與電容電壓脈動(dòng)波形相反，一個(gè)開關(guān)周期中脈動(dòng)次數(shù)相同，設(shè)穩(wěn)態(tài)時(shí)允許的最大電感電流紋波為：

(16)

式中，β為電流最大紋波系數(shù)。

非直通工作時(shí)間為：

(17)

將式(15)～式(17)代入式(14)可得Z源網(wǎng)絡(luò)電感計(jì)算公式：

(18)

式中，fs為系統(tǒng)開關(guān)頻率。

為了避免Z源網(wǎng)絡(luò)電感與電容間產(chǎn)生諧振，應(yīng)使諧振頻率遠(yuǎn)低于系統(tǒng)開關(guān)頻率：

(19)

綜合考慮電流紋波與諧振要求，Z源網(wǎng)絡(luò)電感取值為：

(20)

5 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)寬范圍電壓輸入及減少系統(tǒng)損耗的有效性，在Matlab/Simulink中搭建改進(jìn)型Z源逆變器模型，系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如表1所示。

表1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

采用SPWM調(diào)制時(shí)，輸出相電壓峰值為311 V，則要求直流鏈電壓不得低于622 V，設(shè)直流輸入電壓高于650 V時(shí)，旁路開關(guān)閉合，改進(jìn)型Z源逆變器工作在圖3所示狀態(tài)下，直流輸入電壓低于650 V時(shí)旁路開關(guān)斷開，逆變橋臂插入直通工作狀態(tài)，Z源網(wǎng)絡(luò)對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行升壓。直流輸入電壓從684 V降至486 V時(shí)仿真結(jié)果如圖10所示。

圖10 仿真波形

從圖10中可以看出，直流輸入電壓高于650 V時(shí)，由于旁路開關(guān)閉合，直流鏈電壓等于直流輸入電壓，直通占空比為零，Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓為零，Z源網(wǎng)絡(luò)中無能量交換，不產(chǎn)生損耗。當(dāng)直流輸入電壓降至650 V以下時(shí)，旁路開關(guān)斷開，逆變橋臂中開始插入直通工作狀態(tài)，直通占空比隨直流輸入電壓降低而增大， Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓升高，直流鏈電壓保持給定值780 V，交流輸出相電壓始終保持穩(wěn)定，直流輸入電壓最低時(shí)直通占空比為0.18。

通過仿真驗(yàn)證直流輸入電壓寬范圍變化時(shí)，改進(jìn)型Z源逆變器能夠保持交流輸入的穩(wěn)定，且直流輸入電壓較高時(shí)，旁路開關(guān)能夠減少系統(tǒng)損耗。

6 實(shí)驗(yàn)

搭建改進(jìn)型Z源逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)參數(shù)設(shè)計(jì)如下：Z源網(wǎng)絡(luò)電容為440 μF，由兩個(gè)220 μF電容并聯(lián)組成，以提高電容過流能力，Z源網(wǎng)絡(luò)電感1.8 mH，旁路開關(guān)S8、S9由IPW90R120C3型MOSFET組成，Z源網(wǎng)絡(luò)開關(guān)管S7及逆變器橋臂開關(guān)管由NGTB40N135IHRWG型IGBT組成，輸出濾波電感與濾波電容值與表1中取值相同，系統(tǒng)開關(guān)頻率fS=20 kHz。

實(shí)驗(yàn)中將仿真內(nèi)容分為兩部分驗(yàn)證，首先驗(yàn)證旁路開關(guān)閉合時(shí)切除Z源網(wǎng)絡(luò)，及旁路開關(guān)關(guān)斷后Z源網(wǎng)絡(luò)對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行升壓的過程，然后驗(yàn)證在直流輸入電壓寬范圍變化時(shí)的閉環(huán)控制過程。

首先對(duì)旁路開關(guān)進(jìn)行了開環(huán)實(shí)驗(yàn)，直流輸入電壓Vdc=30 V，旁路開關(guān)閉合時(shí)直通占空比為0，旁路開關(guān)關(guān)斷后插入直通占空比D0=0.13，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示，從圖11中可以看出，旁路開關(guān)閉合時(shí)Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓為0，Z源網(wǎng)絡(luò)無能量消耗，直流鏈電壓等于直流輸入電壓。旁路開關(guān)斷開后Z源網(wǎng)絡(luò)對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行升壓，由式(5)、式(6)計(jì)算可得直通占空比為0.13時(shí)的直流鏈電壓值與Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓理論值與實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合。

圖11 Z源控制實(shí)驗(yàn)波形

采用輸入電壓前饋、電容電壓反饋的直流鏈電壓控制策略對(duì)直流鏈電壓進(jìn)行閉環(huán)控制，直流鏈電壓峰值參考值47 V，交流輸出相電壓峰值參考值16 V，直流輸入電壓由40 V降低至30 V時(shí)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12所示。

圖12 變流器系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)波形

從圖12中可以看出，直流輸入電壓降低時(shí)，Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓升高，直流鏈電壓峰值保持不變，交流輸出相電壓峰值始終穩(wěn)定，證明閉環(huán)控制策略能夠在直流輸入電壓寬范圍變化時(shí)保持直流鏈電壓與交流輸出電壓的穩(wěn)定。

7 結(jié)論

針對(duì)鋰電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的功率變換器，提出了一種改進(jìn)型串聯(lián)Z源逆變器，并搭建仿真與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行了驗(yàn)證，與傳統(tǒng)Z源逆變器相比，降壓模式下減少了Z源網(wǎng)絡(luò)與逆變橋臂直通的損耗。①通過單級(jí)結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)從780～486 V寬范圍電壓輸入，在486 V最低直流電壓時(shí)直通占空比為0.18；②直流輸入電壓高于650 V時(shí)旁路開關(guān)閉合，Z源網(wǎng)絡(luò)被旁路無能量交換，不產(chǎn)生損耗；③采用輸入電壓前饋、電容電壓反饋對(duì)直流鏈電壓進(jìn)行閉環(huán)控制，直流鏈電壓保持給定值，交流輸出相電壓始終保持穩(wěn)定。