（南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，江蘇南京211100）

隨著能源的供應(yīng)不能滿足人們生產(chǎn)和生活的需要，節(jié)約能源成為了當(dāng)今社會(huì)至關(guān)重要的關(guān)注點(diǎn)。新能源發(fā)電的崛起受到了各國(guó)的青睞，各國(guó)相繼出臺(tái)了新能源發(fā)展的新政策，促進(jìn)了風(fēng)電、光伏等新能源的發(fā)展。光伏發(fā)電方式作為新能源發(fā)電的一種主要形式，據(jù)統(tǒng)計(jì)，截至2016年底，我國(guó)光伏發(fā)電新增裝機(jī)容量34.54 GW，累計(jì)裝機(jī)容量77.42 GW，光伏電站累計(jì)裝機(jī)容量67.10 GW，全年發(fā)電量662億kW·h[1-2]。因此，光伏發(fā)電方式已經(jīng)成為電力供應(yīng)、節(jié)約能源以及清潔能源中不可忽視的能源之一。

目前，光伏逆變器依據(jù)是否存在變壓器電氣隔離可分為隔離型和非隔離型，而非隔離型又分為單級(jí)式和多級(jí)式。單級(jí)式非隔離光伏逆變器在同級(jí)電路中完成電壓變化和DC/AC變換，光伏組件輸出的直流電通過(guò)逆變器直接逆變并入電網(wǎng)。單級(jí)式結(jié)構(gòu)成本低、效率較高，但是要實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤（maximum power point tracking，MPPT）和逆變并網(wǎng)[3]，整體控制較為復(fù)雜。兩級(jí)式光伏逆變器一般是在逆變器的前級(jí)加上一級(jí)DC/DC變換器，兩級(jí)式的優(yōu)點(diǎn)主要如下：1）滿足不同輸入電壓，在DC/DC變換器中實(shí)現(xiàn)升降壓功能；2）兩級(jí)可以分開(kāi)控制，分級(jí)優(yōu)化，簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)，降低了控制的難度。缺點(diǎn)是增加了元器件的數(shù)量，導(dǎo)致一定的成本增加。

兩級(jí)式光伏逆變器中DC/DC變換器主要包括以Boost變換器為代表的變換器[4-5]。文獻(xiàn)[6]中提出一種帶有耦合電感以提升電壓增益的有源Buck-Boost變換器，然而為了獲得高電壓增益，開(kāi)關(guān)數(shù)量達(dá)到了8個(gè)。光伏逆變器中，一般需要交流側(cè)峰值電壓低于直流側(cè)電壓才能正常工作，而光伏電池的輸出電壓有限，因此采用兩級(jí)式結(jié)構(gòu)，即前級(jí)加上Boost變換器才能正常工作。文獻(xiàn)[7-8]中的Boost變換器的功率開(kāi)關(guān)管處于硬開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)，并且隨著開(kāi)關(guān)頻率的增加，開(kāi)關(guān)電源中開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗所占系統(tǒng)總損耗比重越發(fā)明顯，效率和功率密度較低。為了提高效率和功率密度[9]，DC/DC變換器采用了高頻開(kāi)關(guān)電源[10]，主要包括以LLC為代表的諧振變換器[11-14]。諧振變換器憑借其軟開(kāi)關(guān)特性以及高功率密度[15]，且具有優(yōu)良的電磁干擾（electro magnetic interference，EMI）特性，能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通（zero voltage switching，ZVS）以及輸出整流管的零電流關(guān)斷（zero current switching，ZCS），可以有效減小開(kāi)關(guān)損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗。LLC諧振變換器不僅可以適應(yīng)光伏組件的寬范圍輸入，而且可以高效可靠地實(shí)現(xiàn)升壓功能。

文獻(xiàn)[16]提出了一種固定頻率零電壓開(kāi)關(guān)三電平LLC諧振轉(zhuǎn)換器。通過(guò)控制變壓器副邊同步整流開(kāi)關(guān)與原邊開(kāi)關(guān)之間的移相角來(lái)控制輸出電壓。該變換器可以在寬ZVS范圍內(nèi)工作，并且利于磁性元件的優(yōu)化。但是，該控制策略增加了傳導(dǎo)損耗，降低了變換器的效率。傳統(tǒng)的LLC諧振變換器具有一個(gè)隔離變壓器，由于隔離式變壓器是由兩個(gè)繞組構(gòu)成，導(dǎo)致諧振變換器的體積較大，損耗較高，并且存在著設(shè)計(jì)困難、漏感難以控制等問(wèn)題。因此文獻(xiàn)[17]提出一種LLC諧振變換器中磁集成設(shè)計(jì)的方法，但是集成磁性元件的設(shè)計(jì)較為困難，且漏感不易控制，很難達(dá)到理想效果。文獻(xiàn)[18]提出將LLC工作頻率提高到1 MHz，以減小變壓器體積，雖然LLC開(kāi)關(guān)能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，但是關(guān)斷損耗還是存在的，因此高頻化帶來(lái)的變壓器磁芯損耗以及開(kāi)關(guān)管關(guān)斷損耗會(huì)變大，另一方面由于開(kāi)關(guān)管寄生二極管存在反向恢復(fù)問(wèn)題，因此開(kāi)關(guān)上、下管S1和S2之間需要加入固定的大于寄生二極管反向恢復(fù)時(shí)間的死區(qū)時(shí)間，在超高頻時(shí)變換器有效占空比會(huì)降低，影響變換器效率。

本文提出了一種應(yīng)用于光伏逆變器的非隔離型LLC諧振變換器的方案[19-21]，保留了傳統(tǒng)LLC軟開(kāi)關(guān)特性的優(yōu)勢(shì)。由于本文變換器用單獨(dú)的電感繞組替代隔離變壓器，減小了變換器的體積，降低了損耗，解決了變壓器漏感不易控制所帶來(lái)的損耗問(wèn)題；輸入和輸出共地，共用同一套驅(qū)動(dòng)，采樣無(wú)需隔離光耦，簡(jiǎn)化了設(shè)計(jì)。

1 非隔離型LLC變換器工作原理分析

1.1 拓?fù)浞治?/h3>

本文使用的非隔離LLC諧振變換器如圖1所示。輸入由濾波電容Ci1，Ci2以及功率MOSFET管S1，S2組成對(duì)稱半橋逆變電路。S1，S2的體二極管以及輸出寄生電容分別為 Ds1，Ds2，Cs1，Cs2。諧振網(wǎng)絡(luò)由諧振電容Cr、串聯(lián)諧振電感Lr、并聯(lián)諧振電感Lp組成。輸出采用的是倍壓整流，由二極管D1，D2和電容Co1，Co2組成。Co為輸出濾波電容，能夠使負(fù)載電壓為直流電壓。

圖1 非隔離LLC諧振變換器Fig.1 Non-isolated LLC resonant converter

當(dāng)輸出整流二極管D1或D2導(dǎo)通時(shí)，并聯(lián)諧振電感Lp被輸出電壓Uo/2鉗位，所以Lp兩端電壓是恒定的，這段時(shí)間內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)僅由Cr，Lr組成。當(dāng)串聯(lián)諧振電感電流iLr等于并聯(lián)諧振電感電流iLp時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電流io1為零，整流管D1，D2處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)中 Cr，Lr，Lp一起諧振。因此非隔離LLC諧振變換器有兩個(gè)諧振頻率，由諧振電容Cr、串聯(lián)諧振電感Lr一起參與諧振時(shí)的串聯(lián)諧振頻率為fr，由諧振電容Cr、串聯(lián)諧振電感Lr以及并聯(lián)諧振電感Lp一起參與諧振時(shí)的并聯(lián)諧振頻率為fm，如下式所示：

1.2 工作過(guò)程分析

由于非隔離LLC諧振變換器存在兩個(gè)諧振頻率fr及fm，下面以開(kāi)關(guān)頻率fs的范圍來(lái)分析非隔離LLC諧振變換器的工作過(guò)程。

1）fs＜fm時(shí)的工作過(guò)程。

當(dāng)變換器工作頻率處于fs＜fm時(shí)，輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)切換之前，串聯(lián)諧振電感電流就已經(jīng)變換方向，無(wú)法實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通，因此這段工作頻率不適合諧振變換器。

2）fs＞fr時(shí)的工作過(guò)程。

圖2a所示為非隔離LLC諧振變換器在開(kāi)關(guān)頻率處于fs＞fr的工作波形。由工作波形可知，當(dāng)變換器工作頻率處于fs＞fr時(shí)，輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)切換之前，串聯(lián)諧振電感電流仍然保持原來(lái)方向，因此在開(kāi)關(guān)管切換之前，體二極管先導(dǎo)通，從而能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS，可以消除開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通損耗。但是諧振變換器輸出電流io1在開(kāi)關(guān)切換之前沒(méi)有降低到0，因此輸出整流二極管無(wú)法實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷（ZCS）。

圖2 非隔離LLC諧振變換器工作波形Fig.2 Working waveforms of non-isolated LLC resonant converter

3）fm＜fs＜fr時(shí)的工作過(guò)程。

圖2b為非隔離LLC諧振變換器在開(kāi)關(guān)頻率處于fm＜fs＜fr的工作波形。由工作波形可知，當(dāng)變換器工作頻率處于fm＜fs＜fr時(shí)，輸入側(cè)開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)關(guān)管的ZVS，并且由于在開(kāi)關(guān)切換之前iLr=iLp，諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電流io1在開(kāi)關(guān)切換之前降低到0，輸出整流二極管可以實(shí)現(xiàn)自然關(guān)斷，能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS。

從上述分析可知，當(dāng)非隔離LLC諧振變換器工作頻率處于fs＞fm時(shí)，能實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)，并且在fm＜fs＜fr時(shí)能實(shí)現(xiàn)輸出整流管的軟開(kāi)關(guān)，有利于提高系統(tǒng)的效率。非隔離LLC變換器主要適用于開(kāi)關(guān)頻率處于fm＜fs＜fr這段區(qū)間。下面詳細(xì)分析這段區(qū)間的工作情況。

1.3 fm＜fs＜fr工作模態(tài)分析

當(dāng)fm＜fs＜fr時(shí)，非隔離 LLC 諧振變換器可以分為8個(gè)階段，因?yàn)楹蟀雮€(gè)開(kāi)關(guān)周期的原理與前半周期相似，因此僅對(duì)前半周期進(jìn)行詳細(xì)分析。前半周期工作模態(tài)如圖3所示。

圖3 非隔離LLC諧振變換器前半周期工作模態(tài)Fig.3 First half cycle operating mode of nonisolated LLC resonant converter

1）階段1[t0—t1]。如圖3a所示，在t0時(shí)刻，S2關(guān)斷，諧振網(wǎng)絡(luò)電流對(duì)開(kāi)關(guān)管S1的寄生電容放電，S1兩端漏源電壓開(kāi)始下降，當(dāng)降到零時(shí)，S1的體二極管開(kāi)始導(dǎo)通，能夠?yàn)殚_(kāi)關(guān)管S1創(chuàng)造ZVS條件。此時(shí)iLr=iLp，諧振網(wǎng)絡(luò) Cr，Lr，Lp一起諧振，io1=0，負(fù)載完全由輸出電容提供能量。

2）階段2[t1—t2]。如圖3b所示，在t1時(shí)刻，S1開(kāi)通，由于在S1開(kāi)通之前，S1的寄生二極管已經(jīng)導(dǎo)通，從而S1零電壓開(kāi)通，此時(shí)串聯(lián)諧振電感電流仍然為負(fù)方向。但此時(shí)io1為正方向，整流管D1導(dǎo)通，此時(shí)諧振網(wǎng)絡(luò)Cr，Lr諧振。

3）階段 3[t2—t3]。如圖 3c所示，在t2時(shí)刻，串聯(lián)諧振電感電流換向?yàn)檎较颍渌ぷ魈匦耘c上一階段一致。直到t3時(shí)刻iLr=iLp。

4）階段 4[t3—t4]。如圖3d所示，在t3時(shí)刻，串聯(lián)諧振電感電流等于并聯(lián)諧振電感電流，io1=0，為輸出二極管零電流關(guān)斷創(chuàng)造條件。此時(shí)iLr=iLp，諧振網(wǎng)絡(luò) Cr，Lr，Lp一起諧振，io1=0，負(fù)載完全由輸出電容提供能量。

1.4 穩(wěn)態(tài)特性分析

在分析諧振變換器基本特性時(shí)一般采用基波分量法。根據(jù)穩(wěn)態(tài)工作時(shí)諧振電容的伏秒平衡原則，諧振電容的直流偏置電壓為

可知諧振電容的峰值電壓包含了直流偏置量：

將諧振電容電壓拆分成直流量和交流量?jī)蓚€(gè)部分，則得到非隔離LLC諧振變換器的等效電路，如圖4所示。

圖4 非隔離LLC諧振變換器等效電路Fig.4 Equivalent circuit of non-isolated LLC resonant converter

假設(shè)輸入輸出只有基波部分傳遞能量，忽略直流偏置量和高次諧波，得到圖5所示等效電路。

圖5 基波近似的非隔離LLC諧振變換器等效電路Fig.5 Equivalent circuit of non-isolated LLC resonant converter with fundamental approximation

本文所用輸出整流方式為倍壓整流方式，進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析時(shí)，忽略了諧振電容上的直流偏置電壓，對(duì)非隔離諧振LLC諧振變換器進(jìn)行基本分析。本文提出的非隔離型LLC諧振變換器和傳統(tǒng)LLC諧振變換器的穩(wěn)態(tài)特性基本相同。

2 非隔離型LLC變換器參數(shù)設(shè)計(jì)及優(yōu)化

為了進(jìn)一步分析非隔離型LLC諧振變換器的工作特性，本文設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入為150～200 V，輸出為200 V/200 W的原理樣機(jī)，給出設(shè)計(jì)關(guān)鍵參數(shù)的過(guò)程，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1）死區(qū)時(shí)間的選取。

原邊電流有效值為

副邊電流有效值為

由式（11）、式（12）可得原、副邊電流有效值與死區(qū)時(shí)間關(guān)系曲線，如圖6、圖7所示。當(dāng)死區(qū)時(shí)間長(zhǎng)，則滿足ZVS條件，即勵(lì)磁電感大、關(guān)斷電流小、變換器損耗小，但是死區(qū)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)導(dǎo)致原、副邊傳遞功率的時(shí)間減短，為了達(dá)到相同的輸出功率，會(huì)導(dǎo)致諧振電流的增大來(lái)補(bǔ)償死區(qū)時(shí)間的增長(zhǎng)造成的占空比丟失；當(dāng)死區(qū)時(shí)間短，則勵(lì)磁電感的峰值電流過(guò)大、關(guān)斷電流大、變換器損耗大。根據(jù)耐壓耐流等級(jí)選取MOSFET為T(mén)K20V60W5，考慮該MOS管的等效結(jié)電容，最終選取的死區(qū)時(shí)間為150 ns。

圖6 原邊電流有效值與死區(qū)時(shí)間關(guān)系曲線Fig.6 Relationship curve of Iprmsand dead time

圖7 副邊電流有效值與死區(qū)時(shí)間關(guān)系曲線Fig.7 Relationship curve of Isrmsand dead time

2）勵(lì)磁電感Lm的設(shè)計(jì)。勵(lì)磁電感越大，則導(dǎo)通損耗越小，勵(lì)磁電感的選取需要滿足MOSFET的ZVS條件。

在MOS管開(kāi)通之前，需要足夠的電流給MOS管的結(jié)電容充放電。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率等于諧振頻率時(shí)，開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷電流近似等于勵(lì)磁電感的峰值電流。為了確保MOS的ZVS開(kāi)通，勵(lì)磁電流需滿足下式：

由此可得勵(lì)磁電感滿足ZVS條件為

等效結(jié)電容Ceq=250 pF，確定諧振頻率為fr=300 kHz，得Lm_max=70 μH。

3）諧振腔電感比k和品質(zhì)因數(shù)Q的選取。

在最低輸入電壓處，變換器達(dá)到的峰值增益如下式：

在滿足110%負(fù)載條件下，滿足該變換器的峰值增益必須高于1.467，因此，滿足變換器峰值大于1.467的所有k和Q組合才是有效的設(shè)計(jì)。

選取k的值為5，110%重載下的Q=0.331，繪制出在歸一化頻率下的電壓增益曲線，如圖8所示。

圖8 歸一化頻率下的電壓增益曲線Fig.8 Voltage gain curves at normalized frequency

圖8中，Mg_min為最小增益，Mg_max為最大增益，M（g5，0，fn）為空載情況的增益曲線，M（g5，0.331，fn）為110%負(fù)載的增益曲線。由圖8可知，選取的k，Q在全負(fù)載范圍內(nèi)通過(guò)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率都可以滿足變換器的增益，否則需要重新選取。

4）諧振腔參數(shù)計(jì)算。

實(shí)際選取的諧振電感為13 μH，勵(lì)磁電感為65 μH，諧振電容為22 nF。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

非隔離LLC諧振變換器主要元器件規(guī)格為：原邊開(kāi)關(guān)管型號(hào)TK20V60W5，副邊整流管型號(hào)C3D06065A，勵(lì)磁電感Lm型號(hào)PQ26/20，諧振電感 Lr型號(hào)PQ26/20。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性，搭建了基于DSP數(shù)字控制的非隔離LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖9所示，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10～圖12所示。

圖9 非隔離LLC諧振變換器樣機(jī)Fig.9 Prototype of non-isolated LLC resonant converter

圖10 串聯(lián)諧振電感電流ILr波形（fs＞fr）Fig.10Series resonant inductor current waveforms of ILr（fs＞fr）

圖11 串聯(lián)諧振電感電流ILr波形（fm＜fs＜fr）Fig.11Series resonant inductor current waveforms of ILr（fm＜fs＜fr）

圖12 諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電流Io1波形（fm＜fs＜fr）Fig.12Resonant network output current waveforms of Io1（fm＜fs＜fr）

圖10所示為開(kāi)關(guān)頻率fs＞fr的串聯(lián)諧振電感電流波形。由圖10可以看出，S2導(dǎo)通之前諧振電感電流ILr仍然為正，可以實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVS，與理論分析相符。

圖11所示為開(kāi)關(guān)頻率位于fm＜fs＜fr的串聯(lián)諧振電感電流波形。由圖11可以看出，S2導(dǎo)通之前諧振電感電流ILr仍然為正，可以實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVS。

圖12所示為開(kāi)關(guān)頻率位于fm＜fs＜fr的諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電流io1波形。由圖12可以看出，S2導(dǎo)通之前諧振網(wǎng)絡(luò)輸出電流已經(jīng)降至為0，因此可以實(shí)現(xiàn)輸出整流二極管的零電流關(guān)斷。

圖13為通過(guò)仿真計(jì)算給出系統(tǒng)效率的損耗柱狀圖。從仿真計(jì)算可以得出，非隔離LLC相比傳統(tǒng)LLC，原邊開(kāi)關(guān)管的有效值電流和關(guān)斷電流減小，并且減少了變壓器的鐵損和銅損。

圖13 變換器損耗柱狀圖Fig.13 Loss histogram of the converter

圖14所示為系統(tǒng)效率曲線，其中給出了滿載情況下變換器效率與輸入電壓的關(guān)系曲線。從圖14中可以看出，隨著輸入電壓的增大，變換器效率逐漸增大，變換器的峰值效率可以達(dá)到96%，與仿真一致。

圖14 變換器效率曲線圖Fig.14 Efficiency curve of the converter

4 結(jié)論

本文對(duì)非隔離LLC諧振變換器在不同頻率區(qū)間進(jìn)行分析，主要分析了開(kāi)關(guān)頻率處于fm＜fs＜fr時(shí)的電路模態(tài)，并對(duì)其工作特性進(jìn)行分析，得出當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率處于fm＜fs＜fr時(shí)能同時(shí)實(shí)現(xiàn)輸入開(kāi)關(guān)管ZVS以及輸出整流管ZCS的結(jié)論。ZVS，ZCS的實(shí)現(xiàn)能夠減小系統(tǒng)損耗，從而提高系統(tǒng)效率，最后通過(guò)仿真以及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。