曹曉荷，朱 斌*，尚建蓉，王升哲，鄭 杰，范文瑞

(1.西南技術(shù)物理研究所，成都 610041；2.火箭軍裝備部駐成都地區(qū)第四軍事代表室，成都 610000)

引 言

半主動(dòng)激光制導(dǎo)技術(shù)具有命中精度高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、作戰(zhàn)費(fèi)效比低、戰(zhàn)場(chǎng)靈活性好等特點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于激光制導(dǎo)炸彈、低成本迫擊炮彈及多模復(fù)合制導(dǎo)導(dǎo)彈中，是精確制導(dǎo)武器中常用的制導(dǎo)體制之一[1]。隨著角度欺騙式干擾、高重頻激光干擾等有源干擾技術(shù)的發(fā)展，半主動(dòng)激光制導(dǎo)武器通常采用較復(fù)雜的編碼技術(shù)和窄時(shí)間波門技術(shù)，以提高其抗干擾能力[2]。與周期型脈沖編碼(包括精確頻率碼、脈沖調(diào)制編碼、有限位隨機(jī)周期碼)、等差序列碼相比，偽隨機(jī)編碼具有類似于隨機(jī)信號(hào)的特征，在單次制導(dǎo)過(guò)程中(6s～30s時(shí)間)周期幾乎不會(huì)重復(fù)，使得敵方較難精確識(shí)別與有效對(duì)抗，是激光制導(dǎo)系統(tǒng)常用的編碼方式。

在同一戰(zhàn)區(qū)內(nèi)對(duì)多個(gè)目標(biāo)進(jìn)行攻擊時(shí)多個(gè)目標(biāo)指示器互相干擾，以及存在敵方有源干擾的作戰(zhàn)環(huán)境下，采用激光編解碼可有效提高激光制導(dǎo)武器系統(tǒng)的抗干擾能力和作戰(zhàn)效能[3]。為保證激光制導(dǎo)武器的命中精度和可靠性，考慮編碼方式抗干擾性的同時(shí)，還需保證解碼的實(shí)時(shí)性和準(zhǔn)確性。解碼器需快速識(shí)別出激光制導(dǎo)編碼信號(hào)，為控制系統(tǒng)提供準(zhǔn)確的目標(biāo)位置信息，才能實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)的快速精確捕獲跟蹤。因此,解碼算法對(duì)碼型類別、骨架周期、子序列脈沖間隔等參量的識(shí)別效果和解碼時(shí)間是考量解碼器的兩個(gè)關(guān)鍵指標(biāo)。常用的解碼算法有：序列搜索法[4]原理相對(duì)簡(jiǎn)單，但運(yùn)算量大、效率低且容錯(cuò)率??；LI等人提出的基于時(shí)間差分自相關(guān)矩陣的編碼解算方法可確定循環(huán)幀周期、脈沖個(gè)數(shù)及分布參量[5]，但解碼時(shí)間較長(zhǎng)，且易受干擾脈沖和漏脈沖的影響；SHAO等人[6]采用基于最小周期識(shí)別方法進(jìn)行編碼識(shí)別，可準(zhǔn)確識(shí)別編碼類型和骨架周期，但對(duì)不存在最小周期的偽隨機(jī)碼識(shí)別效果不佳；參考文獻(xiàn)[7]～參考文獻(xiàn)[9]中采用的基于自相關(guān)函數(shù)的解碼方法只能識(shí)別周期型編碼的幀周期，無(wú)法識(shí)別偽隨機(jī)編碼；參考文獻(xiàn)[10]中提出的滑動(dòng)匹配相關(guān)解碼法，將接收到的子序列在預(yù)設(shè)編碼脈沖中遍歷進(jìn)行滑動(dòng)匹配，解碼時(shí)間較長(zhǎng)且易受干擾脈沖影響。

針對(duì)半主動(dòng)激光導(dǎo)引頭制導(dǎo)需求，本文中提出一種基于現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field-programmable gate array,FPGA)的激光偽隨機(jī)編碼信號(hào)解碼器設(shè)計(jì)方案。解碼過(guò)程中，在搜索識(shí)別階段采用基于數(shù)字匹配濾波器的識(shí)別方法，對(duì)預(yù)設(shè)編碼抽樣序列和實(shí)時(shí)信號(hào)抽樣序列計(jì)算互相關(guān)函數(shù)，計(jì)算結(jié)果為1，則匹配識(shí)別成功；鎖定跟蹤階段，采用自適應(yīng)擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門技術(shù)，根據(jù)上一波門中檢測(cè)到的脈沖情況自適應(yīng)設(shè)置下一實(shí)時(shí)波門的時(shí)刻和寬度，對(duì)目標(biāo)持續(xù)跟蹤?；贔PGA芯片實(shí)現(xiàn)解碼器硬件設(shè)計(jì)，采用“數(shù)據(jù)鏈”的方式實(shí)現(xiàn)超大容量的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)和傳輸，采用狀態(tài)機(jī)轉(zhuǎn)換保證識(shí)別和跟蹤的時(shí)序穩(wěn)定性。

1 偽隨機(jī)編碼原理

偽隨機(jī)編碼通常采用線性反饋移位寄存器(linear feedback shift register,LFSR)生成，一種是根據(jù)線性反饋移位寄存器輸出值(0或1)確定是否發(fā)射激光，稱為L(zhǎng)FSR調(diào)制碼；一種根據(jù)線性移位寄存器當(dāng)前狀態(tài)值(0-1序列)確定脈沖間隔進(jìn)行編碼，稱為L(zhǎng)FSR狀態(tài)碼[11]。LFSR調(diào)制碼存在最小脈沖間隔ΔTmin，用以ΔTmin為周期的干擾脈沖即可對(duì)其產(chǎn)生有效干擾。LFSR狀態(tài)碼不存在最小脈沖間隔，抗干擾能力更強(qiáng)[12]，其編碼方式為：

(1)

式中,ΔTi為第i(1≤i≤M-1)和i+1個(gè)脈沖之間的時(shí)間間隔；ΔT0為基準(zhǔn)時(shí)間間隔；ΔTd為脈沖間隔增量；Tr為隨機(jī)擾碼；ki為脈沖間隔跳變數(shù)，由二進(jìn)制序列[a1…as]的十進(jìn)制值確定，序列由s級(jí)LFSR產(chǎn)生。

按照(1)式所述編碼方式，在MATLAB軟件中仿真生成LFSR狀態(tài)碼，設(shè)定線性反饋移位寄存器級(jí)數(shù)s=8，初始種子為[a1…a8]=01001001，反饋系數(shù)為[c1…c8]=11111110，ΔT0=50ms，ΔTd=0.1ms，結(jié)果如圖1所示。以單次制導(dǎo)過(guò)程時(shí)間為10s，激光目標(biāo)指示器發(fā)射指示激光頻率為20Hz計(jì)算，共需200個(gè)激光脈沖用于導(dǎo)引頭制導(dǎo)，LFSR狀態(tài)碼可滿足制導(dǎo)過(guò)程中脈沖時(shí)間間隔不重復(fù)的需求。

Fig.1 Pulse intervals of LFSR status code

2 激光制導(dǎo)信號(hào)解碼原理

在制導(dǎo)過(guò)程中，四象限探測(cè)器接收目標(biāo)反射的激光回波，經(jīng)放大電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換為方波脈沖序列送至信息處理單元；搜索識(shí)別階段，解碼器接收到綜合控制器發(fā)送的碼型參量后，采用基于數(shù)字匹配濾波器的識(shí)別方法，根據(jù)預(yù)設(shè)編碼碼字設(shè)置抽樣窗口，對(duì)預(yù)設(shè)編碼抽樣序列和實(shí)時(shí)信號(hào)抽樣序列計(jì)算互相關(guān)函數(shù)，計(jì)算結(jié)果為1，則匹配識(shí)別成功；捕獲到導(dǎo)引信號(hào)后，進(jìn)入鎖定跟蹤階段，采用自適應(yīng)擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門技術(shù)，根據(jù)導(dǎo)引信號(hào)匹配時(shí)刻及解析得到的編碼參量設(shè)置時(shí)間波門，利用波門內(nèi)截獲的信號(hào)對(duì)目標(biāo)進(jìn)行持續(xù)跟蹤[13]。

2.1 基于數(shù)字匹配濾波器的識(shí)別方法

數(shù)字匹配濾波器(digital matched filter,DMF)多用于擴(kuò)頻通信中對(duì)高速偽隨機(jī)碼的快速捕獲，以實(shí)現(xiàn)信道同步[14-15]。基于數(shù)字匹配濾波器的編碼識(shí)別方法具有搜索速度快、受干擾脈沖影響小的特點(diǎn)，在一個(gè)編碼周期即可完成搜索。借鑒其解碼原理，將其應(yīng)用于激光制導(dǎo)LFSR狀態(tài)碼脈沖序列的解碼識(shí)別過(guò)程中。

數(shù)字匹配濾波器主要由移位寄存器、與門組、多輸入加法器和除法器組成，其基本結(jié)構(gòu)如圖2所示[14]。其中移位寄存器(shift register)A用于存儲(chǔ)實(shí)時(shí)接收到的激光脈沖信號(hào)序列，移位寄存器B用于存儲(chǔ)預(yù)設(shè)激光偽隨機(jī)編碼序列；與門組用于求取實(shí)時(shí)信號(hào)序列和預(yù)設(shè)編碼序列的互相關(guān)性；然后將各與門的結(jié)果輸入加法器及除法器中得到最終的互相關(guān)函數(shù)值rxy，計(jì)算公式如下：

(2)

Fig.2 Block diagram of digital matching filter

式中，x(n)為預(yù)設(shè)偽隨機(jī)編碼序列；y(n)為導(dǎo)引頭接收到的實(shí)時(shí)脈沖信號(hào)序列；n為脈沖序列中離散化信號(hào)的編號(hào)；N為序列長(zhǎng)度，即移位寄存器的長(zhǎng)度；M為序列中存在的編碼信號(hào)個(gè)數(shù)。若上式計(jì)算結(jié)果為rxy=1時(shí)，則表明匹配成功，捕獲到導(dǎo)引信號(hào)。

為減小運(yùn)算復(fù)雜度，對(duì)實(shí)時(shí)信號(hào)序列和預(yù)設(shè)編碼序列進(jìn)行抽樣，考慮大氣傳輸、編碼晶體振蕩器頻率穩(wěn)定度等因素，抽樣窗口設(shè)定為脈沖時(shí)間間隔ΔTi±iδ的范圍，對(duì)抽樣序列計(jì)算互相關(guān)函數(shù)值如下：

(Ri∈[ΔTi-iδ,ΔTi+iδ])

(3)

式中，xR(n)為預(yù)設(shè)編碼的抽樣序列；yR(n)為實(shí)時(shí)信號(hào)的抽樣序列；Ri為第i個(gè)抽樣窗口范圍；ΔTi為預(yù)設(shè)編碼序列第i(i=1，2，…,M-1)個(gè)脈沖時(shí)間間隔；δ為脈沖到達(dá)時(shí)間不確定度。

2.2 基于擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門的鎖定跟蹤

2.2.1 時(shí)間波門技術(shù)原理 時(shí)間波門技術(shù)是激光解碼鎖定跟蹤階段常用的抗干擾手段，對(duì)特定頻率的干擾脈沖，在保證制導(dǎo)信號(hào)進(jìn)入波門的概率最大化前提下，波門寬度越窄，干擾脈沖進(jìn)入波門的幾率越小，則激光制導(dǎo)抗干擾能力越強(qiáng)。時(shí)間波門技術(shù)的原理為：根據(jù)預(yù)設(shè)編碼序列和搜索識(shí)別階段中導(dǎo)引信號(hào)匹配成功時(shí)刻，預(yù)測(cè)下一制導(dǎo)信號(hào)脈沖到達(dá)時(shí)刻，以該時(shí)刻為波門中心位置，以脈沖到達(dá)時(shí)間不確定度為最小波門半徑設(shè)置波門，解碼器只對(duì)波門內(nèi)截獲的信號(hào)進(jìn)行處理[16]。時(shí)間波門技術(shù)主要分為固定波門和實(shí)時(shí)波門兩類。

(4)

實(shí)時(shí)波門是以前一波門內(nèi)檢測(cè)到的制導(dǎo)脈沖時(shí)刻為時(shí)間同步點(diǎn)設(shè)置下一波門，波門寬度選取范圍通常為5μs～20μs。以導(dǎo)引信號(hào)匹配成功時(shí)刻tm為第1個(gè)波門的時(shí)間同步點(diǎn)設(shè)置寬度為2δ的波門Tg,1′，然后以第1個(gè)波門內(nèi)檢測(cè)到的脈沖信號(hào)時(shí)刻tm+1為第2個(gè)波門的時(shí)間同步點(diǎn)設(shè)置寬度為2δ的波門Tg,2′，以此類推，以第k-1個(gè)波門內(nèi)檢測(cè)到的脈沖信號(hào)時(shí)刻tm+k-1為第k個(gè)波門的時(shí)間同步點(diǎn)設(shè)置寬度為2δ的波門Tg,k′，即:

(5)

固定波門采用一個(gè)時(shí)間同步點(diǎn)，具有累計(jì)誤差，且波門寬度隨時(shí)間成等差數(shù)列增長(zhǎng)，導(dǎo)致隨時(shí)間推移抗干擾性能下降，因此激光制導(dǎo)解碼通常采用實(shí)時(shí)波門方案。在實(shí)時(shí)波門技術(shù)中，若采用首脈沖認(rèn)定準(zhǔn)則，當(dāng)干擾脈沖P2′先于制導(dǎo)脈沖P2進(jìn)入波門Tg,2，以干擾脈沖為時(shí)間同步點(diǎn)設(shè)置下一波門Tg,3，可能會(huì)導(dǎo)致下一制導(dǎo)脈沖P3落在實(shí)時(shí)波門之外，如圖3所示。因此需對(duì)實(shí)時(shí)波門進(jìn)行修正[18]。

Fig.3 Interference pulse’s effects on real-time gates

2.2.2 自適應(yīng)擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門 針對(duì)實(shí)時(shí)波門受干擾脈沖影響出現(xiàn)漏檢制導(dǎo)脈沖的情況，采用自適應(yīng)擴(kuò)展時(shí)間波門的方法避免存在干擾時(shí)導(dǎo)引頭無(wú)法鎖定跟蹤目標(biāo)。自適應(yīng)擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門的基本原理如圖4所示。常規(guī)波門寬度為2δ，不同情況下波門的設(shè)置準(zhǔn)則為：(1)前一波門中只檢測(cè)到一個(gè)脈沖信號(hào)Pk-1，則認(rèn)定其為制導(dǎo)信號(hào)，以該脈沖時(shí)刻tm+k-1為同步點(diǎn)，在下一個(gè)編碼脈沖時(shí)間間隔ΔTi+k處設(shè)置寬度為2δ的時(shí)間波門；(2)前一波門中檢測(cè)到多個(gè)脈沖Pk,1,Pk,2,…Pk,l時(shí)，則分別以波門內(nèi)的首脈沖時(shí)刻tm+k,1和末脈沖時(shí)刻tm+k,l為同步點(diǎn)，在下一個(gè)編碼脈沖時(shí)間間隔ΔTi+k+1處設(shè)置兩個(gè)寬度為2δ的時(shí)間波門，最終形成的波門寬度為2δ+ε，ε為前一波門中首末脈沖的時(shí)間差；(3)前一波門中未檢測(cè)到脈沖信號(hào)時(shí)，則以最近一次檢測(cè)到的脈沖時(shí)刻tm+k+1為同步點(diǎn)，在累計(jì)兩個(gè)編碼脈沖時(shí)間間隔ΔTi+k+2+ΔTi+k+3處設(shè)置寬度為4δ的時(shí)間波門。若連續(xù)兩次在波門內(nèi)未檢測(cè)到脈沖信號(hào)，則回到搜索識(shí)別階段重新進(jìn)行匹配識(shí)別。

Fig.4 Adaptive extended real-time gate

3 基于FPGA的解碼器設(shè)計(jì)

激光導(dǎo)引頭信息處理單元多采用數(shù)字信號(hào)處理器(digital signal processor，DSP)結(jié)合FPGA及相關(guān)外設(shè)電路的架構(gòu)，難以實(shí)現(xiàn)小型化設(shè)計(jì)，其中FPGA主要用于對(duì)接口電路和時(shí)序的控制，信號(hào)處理算法則在DSP中實(shí)現(xiàn)[19]。隨著大規(guī)模集成電路設(shè)計(jì)和工藝水平的提高，F(xiàn)PGA的內(nèi)部資源日益豐富，信號(hào)處理功能更強(qiáng)大，并且具有并行計(jì)算實(shí)時(shí)性好、便于二次開(kāi)發(fā)靈活性好等特點(diǎn)，基于單片F(xiàn)PGA芯片即可完成整個(gè)信息處理單元的功能設(shè)計(jì)。

基于FPGA的解碼器總體框架如圖5所示。由復(fù)位模塊(reset)、時(shí)鐘分頻模塊(phase locked loop,PLL)、串口通信模塊(universal asynchronous receiver/transmitter,UART)、數(shù)據(jù)緩存模塊(shift register)、編碼識(shí)別模塊(code matching)及波門跟蹤模塊(time-gate tracking)組成。系統(tǒng)主芯片選用Altera公司的Cyclone III系列EP3C120F484I7型FPGA，采用Verilog HDL語(yǔ)言進(jìn)行開(kāi)發(fā)設(shè)計(jì)。外設(shè)電路包括EPCS64 FLASH存儲(chǔ)器、60MHz晶振、RS232串口收發(fā)器、模數(shù)(analog-to-digital，A/D)轉(zhuǎn)換器等。

Fig.5 Block diagram of the decoder system

復(fù)位模塊根據(jù)系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)間標(biāo)志位“time_flag”、輸入信號(hào)無(wú)效標(biāo)志位“data_invalid”及編碼碼字更新標(biāo)志位“T_change”，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行復(fù)位及初始化。時(shí)鐘分頻模塊調(diào)用鎖相環(huán)IP核“ALTPLL”，將晶振時(shí)鐘分頻得到1MHz的系統(tǒng)主時(shí)鐘、串口通信時(shí)鐘等，在1MHz主時(shí)鐘下對(duì)輸入的導(dǎo)引信號(hào)和隨機(jī)干擾脈沖進(jìn)行采樣，即脈沖寬度為1μs。串口通信模塊負(fù)責(zé)與綜合控制器的通信，接收碼型參量，并將其轉(zhuǎn)換為脈沖時(shí)間間隔。數(shù)據(jù)緩存模塊調(diào)用雙口RAM IP核實(shí)現(xiàn)超長(zhǎng)移位寄存器，滿足基于數(shù)字匹配濾波器的識(shí)別算法的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量需求。編碼識(shí)別模塊和波門跟蹤模塊首先根據(jù)碼型參量和識(shí)別算法完成碼型匹配，判斷是否接收到導(dǎo)引信號(hào)，匹配成功后進(jìn)入開(kāi)波門流程。

3.1 數(shù)據(jù)緩存模塊

數(shù)據(jù)緩存模塊的設(shè)計(jì)有兩個(gè)關(guān)鍵點(diǎn)：超大數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量和可變長(zhǎng)度。

3.1.1 超長(zhǎng)移位寄存器的設(shè)計(jì) 在1MHz主時(shí)鐘下，以導(dǎo)引信號(hào)采用4位編碼、基準(zhǔn)時(shí)間間隔為50ms計(jì)算，至少需要緩存150000個(gè)數(shù)據(jù)。自行編寫的超長(zhǎng)移位寄存器可能出現(xiàn)時(shí)序紊亂的問(wèn)題，故調(diào)用雙口RAM IP核“RAM:2-PORT”，讀寫操作均在主時(shí)鐘上升沿進(jìn)行。

3.1.2 可變長(zhǎng)度的實(shí)現(xiàn) 按照LFSR狀態(tài)碼編碼方式，級(jí)數(shù)s=8時(shí)導(dǎo)引信號(hào)的脈沖時(shí)間間隔變化范圍為±(0.1ms～12.7ms)，串口通信模塊接收到LFSR狀態(tài)碼編碼碼字參量后，解析出子序列脈沖間隔跳變數(shù)提供給數(shù)據(jù)緩存模塊。設(shè)ki為8位脈沖間隔跳變數(shù)，其最高位為符號(hào)位，其余7位為跳變的絕對(duì)值；基準(zhǔn)時(shí)間間隔ΔT0=50000，則子序列脈沖時(shí)間間隔為：

(6)

然后由ΔTi來(lái)控制相應(yīng)隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(random access memory,RAM)的讀寫地址范圍，每個(gè)clk上升沿讀寫地址+1，當(dāng)讀寫地址等于ΔTi時(shí)，將讀寫地址清零。

3.1.3 數(shù)據(jù)傳輸方式 采用“數(shù)據(jù)鏈”的方式實(shí)現(xiàn)移位寄存器中的數(shù)據(jù)傳輸，整個(gè)移位寄存器由隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(random access memory,RAM)和window拼接而成，數(shù)據(jù)鏈中數(shù)據(jù)的傳輸方式如圖6所示。將window 0～window 3中數(shù)據(jù)輸出，即完成(3)式中對(duì)脈沖信號(hào)序列的抽樣。

Fig.6 Data link transmission method

3.2 編碼識(shí)別及波門跟蹤模塊

編碼識(shí)別及波門跟蹤模塊使用狀態(tài)機(jī)來(lái)實(shí)現(xiàn)，狀態(tài)機(jī)分為5個(gè)狀態(tài)：(1)初始狀態(tài)(s0)；(2)編碼識(shí)別狀態(tài)(s1)；(3)正常波門狀態(tài)(s2)；(4)擴(kuò)展波門狀態(tài)(s3)；(5)兩倍波門狀態(tài)(s4)。狀態(tài)機(jī)轉(zhuǎn)換具體流程如圖7所示。

初始狀態(tài)(s0)：等待移位寄存器中數(shù)據(jù)存滿，則進(jìn)入編碼識(shí)別狀態(tài)。

編碼識(shí)別狀態(tài)(s1)：檢測(cè)抽樣窗口window 0～window 3中是否同時(shí)有脈沖，即對(duì)每個(gè)窗口中的數(shù)據(jù)按位求“或”運(yùn)算，再將“或”運(yùn)算的結(jié)果求“與”，最終結(jié)果為1則表示檢測(cè)到導(dǎo)引信號(hào)，將解碼標(biāo)志位flag_decode置高，并用計(jì)數(shù)器timer 0記錄匹配成功時(shí)刻，進(jìn)入正常波門狀態(tài)，否則繼續(xù)編碼識(shí)別狀態(tài)。

正常波門狀態(tài)(s2)：以導(dǎo)引信號(hào)匹配成功時(shí)刻timer 0為同步點(diǎn)，在其后[ΔTi+k-δ,ΔTi+k+δ]時(shí)刻處將波門信號(hào)gate置高，波門寬度為5μs；首先判斷波門內(nèi)是否檢測(cè)到脈沖信號(hào)，若未檢測(cè)到脈沖，則進(jìn)入兩倍波門狀態(tài)(s4)；若檢測(cè)到脈沖，則將脈沖標(biāo)志位flag_pulse置高，進(jìn)一步判斷脈沖個(gè)數(shù)：若檢測(cè)到脈沖個(gè)數(shù)為1，則用計(jì)數(shù)器timer 1記錄脈沖時(shí)刻，作為下一波門同步點(diǎn)，繼續(xù)正常波門狀態(tài)；若檢測(cè)到脈沖個(gè)數(shù)大于1，則分別用timer 1和timer 2記錄首、末脈沖時(shí)刻，轉(zhuǎn)至擴(kuò)寬波門狀態(tài)(s3)。

Fig.7 Flow chart of the state machine transition

擴(kuò)寬波門狀態(tài)(s3)：以上一波門內(nèi)記錄的首脈沖時(shí)刻timer 1為同步點(diǎn)，在其后[ΔTi+k+1-δ,ΔTi+k+1+δ+ε]時(shí)刻處將波門信號(hào)gate置高，波門寬度為(5+ε)μs。

兩倍波門狀態(tài)(s4)：以最近一次記錄的脈沖時(shí)刻timer 1為同步點(diǎn)，在其后[ΔTi+k+ΔTi+k+1-2δ,ΔTi+k+ΔTi+k+1+2δ]時(shí)刻處將波門信號(hào)gate置高，波門寬度為9μs；若在波門內(nèi)檢測(cè)到目標(biāo)信號(hào)脈沖，則將flag_pulse置高并記錄脈沖時(shí)刻，返回正常波門狀態(tài)；否則返回編碼識(shí)別狀態(tài)(s1)，對(duì)編碼重新識(shí)別。

4 系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果

4.1 仿真測(cè)試結(jié)果

在ModelSim軟件中進(jìn)行仿真測(cè)試，編寫Test bench測(cè)試文件作為激勵(lì)輸入，對(duì)解碼器功能進(jìn)行驗(yàn)證，設(shè)定ΔT1=500，ΔT2=700，ΔT3=400，仿真測(cè)試結(jié)果如圖8所示。圖8a為制導(dǎo)信號(hào)編碼匹配成功時(shí)刻波形，圖8b為下一脈沖時(shí)間間隔開(kāi)波門時(shí)刻波形。數(shù)字匹配濾波器基于并行運(yùn)算對(duì)脈沖序列進(jìn)行識(shí)別，在接收到一組編碼序列的當(dāng)前周期即完成一次匹配濾波運(yùn)算，且每接收到一個(gè)新的輸入信號(hào)進(jìn)行一次匹配運(yùn)算，即最小在1個(gè)周期內(nèi)即可實(shí)現(xiàn)碼型參量解算，解碼實(shí)時(shí)性較好。而采用基于自相關(guān)函數(shù)+序列搜索法、基于滑動(dòng)匹配相關(guān)法等串行方法進(jìn)行解碼，至少需要接收到2～4個(gè)周期脈沖序列后才能有效解碼。

Fig.8 Simulation test results in ModelSim

4.2 系統(tǒng)實(shí)測(cè)結(jié)果

利用信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生寬度1μs、周期50ms±(0.1ms～10ms)的制導(dǎo)脈沖和100kHz的高重頻干擾脈沖信號(hào)作為系統(tǒng)輸入信號(hào)，采用實(shí)時(shí)信號(hào)分析工具SignalTap Ⅱ?qū)PGA的輸入輸出管腳及任意內(nèi)部信號(hào)進(jìn)行邏輯分析，信號(hào)采樣時(shí)鐘設(shè)置為2MHz，測(cè)試結(jié)果如圖9所示。由參考文獻(xiàn)[13]中的干擾概率計(jì)算方法可知，波門寬度為10μs且采用首脈沖檢測(cè)準(zhǔn)則時(shí)，100kHz的高重頻干擾脈沖對(duì)制導(dǎo)信號(hào)干擾成功的概率為100%。而本文中解碼器的正常波門寬度為5μs，小于高重頻干擾信號(hào)周期10μs，且采用自適應(yīng)擴(kuò)展波門技術(shù)，將干擾成功概率降低至50%，進(jìn)一步提高了導(dǎo)引頭的抗干擾性能。

Fig.9 Real-time test results in SignalTap Ⅱ

5 結(jié) 論

LFSR狀態(tài)碼在單次制導(dǎo)過(guò)程中可實(shí)現(xiàn)脈沖時(shí)間間隔不重復(fù)，使得敵方難以精確識(shí)別與有效對(duì)抗，采用LFSR狀態(tài)編碼可有效提高激光導(dǎo)引頭抗干擾性能。針對(duì)激光制導(dǎo)LFSR狀態(tài)編碼信號(hào)，采用基于數(shù)字匹配濾波的識(shí)別方法進(jìn)行編碼識(shí)別，在一組編碼周期內(nèi)即可完成碼型匹配，相比于滑動(dòng)匹配相關(guān)等方法解碼時(shí)間短。且采用抽樣窗口對(duì)脈沖序列抽樣后再計(jì)算互相關(guān)函數(shù)值，減少了運(yùn)算復(fù)雜度。采用自適應(yīng)擴(kuò)展實(shí)時(shí)波門對(duì)目標(biāo)鎖定跟蹤，避免了干擾脈沖超前于制導(dǎo)脈沖信號(hào)進(jìn)入波門造成漏檢的情況，提高了解碼器的抗干擾能力。常規(guī)波門寬度為5μs，可有效對(duì)抗100kHz的高重頻脈沖干擾。解碼器硬件方案采用基于單片F(xiàn)PGA的信息處理系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)，具有體積小、成本低、開(kāi)發(fā)周期短和實(shí)時(shí)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，可滿足小型化半主動(dòng)激光導(dǎo)引頭應(yīng)用需求。