李長(zhǎng)生， 董文杰， 曹娟， 朱傳俊， 張合

(1.南京理工大學(xué) 智能彈藥技術(shù)國(guó)防重點(diǎn)學(xué)科實(shí)驗(yàn)室， 江蘇 南京 210094；2.南京工業(yè)職業(yè)技術(shù)大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院， 江蘇 南京 210023)

0 引言

非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱無(wú)線電能傳輸技術(shù)首次報(bào)道出現(xiàn)在2017年《Nature》期刊上[1]，具有電路拓?fù)浜?jiǎn)單、魯棒性強(qiáng)的突出優(yōu)勢(shì)。該技術(shù)應(yīng)用于引信無(wú)線裝定領(lǐng)域，可以克服目前普遍使用的電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振方式傳輸距離近、魯棒性差的缺陷，提高無(wú)線裝定系統(tǒng)靈活性和適用范圍[2-4]。文獻(xiàn)[2]論證了該裝定方案的可行性，并研究了收發(fā)端變間隙下系統(tǒng)功率和效率的傳輸特性。但是，除實(shí)現(xiàn)對(duì)引信裝定接收電路無(wú)線供能外，還必須解決裝定器與引信間的信息雙向傳輸問(wèn)題。

電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振無(wú)線電能傳輸原理提出較早，信息正向加載及反向傳輸方法研究較為深入，已在引信裝定、工業(yè)生產(chǎn)、消費(fèi)類(lèi)電子、醫(yī)療診察等領(lǐng)域得到應(yīng)用，彰顯出旺盛的生命力。分離的收發(fā)端間信息雙向傳輸最簡(jiǎn)單的解決方案是借用成熟無(wú)線通信方式，如藍(lán)牙、射頻通信等，也可額外增加一對(duì)線圈專門(mén)用于信息傳輸[5]，但這樣顯然增加了系統(tǒng)復(fù)雜度和體積。通過(guò)適當(dāng)調(diào)制手段將信息加載到能量載波中，可實(shí)現(xiàn)單一通道下的能量與信息同步傳輸。眾多學(xué)者探討了傳統(tǒng)調(diào)制方法在無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)中的應(yīng)用，包括幅度移位鍵控[6]、頻率移位鍵控[7]、相位移位鍵控[8]。其中歸零調(diào)制法是目前最常用和方便的調(diào)制方式，通過(guò)控制發(fā)送線圈上能量載波的有無(wú)來(lái)區(qū)分0或1，實(shí)質(zhì)上是幅度移位鍵控中的一種通斷鍵控(OOK)調(diào)制法[9-10]，但傳輸信息0時(shí)無(wú)法同時(shí)發(fā)送能量，降低了能量傳輸效率，且線圈端電壓存在反復(fù)起振和停振過(guò)程，限制了信息傳輸速率的進(jìn)一步提高。除上述傳統(tǒng)調(diào)制方法外，學(xué)者們?yōu)樘岣邤?shù)據(jù)傳輸速率或降低信息加載對(duì)能量傳輸?shù)挠绊?，探討了其他信息加載方法。其中，高頻載波信息加載法[11-12]首先將需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)調(diào)制到高頻載波，然后疊加到低頻能量信號(hào)，接收端利用濾波器可將信息從能量信號(hào)中提取出來(lái)，該方法中低頻能量信號(hào)對(duì)高頻信息載波的干擾，是需要考慮和解決的問(wèn)題。文獻(xiàn)[13]提出了諧波通信法，波形的基波分量用于傳輸能量，而高次諧波用于傳遞信息，具有可同時(shí)傳遞信息和能量的優(yōu)點(diǎn)，但同時(shí)面臨開(kāi)關(guān)頻率變化、諧波成分豐富的挑戰(zhàn)。能量/信息頻分復(fù)用法通過(guò)對(duì)傳輸過(guò)程電路拓?fù)涞恼{(diào)整改變，使系統(tǒng)具有2個(gè)不同的諧振頻率點(diǎn)，能量和信息傳輸分別工作在不同的諧振頻率處[14-15]，該方法也可實(shí)現(xiàn)信息的反向傳輸，但存在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜、不同頻率載波串?dāng)_的問(wèn)題。從接收端至發(fā)送端的信息反向傳輸方法比較單一，主要采用負(fù)載調(diào)制法，即通過(guò)對(duì)接收端用電負(fù)載并聯(lián)阻抗或短路來(lái)改變系統(tǒng)等效負(fù)載，從而引起發(fā)送線圈端電壓或電流幅值變化，發(fā)送端通過(guò)檢測(cè)該電壓或電流幅值的變化識(shí)別出反饋信息[10，16-17]。但是，采用負(fù)載調(diào)制法進(jìn)行信息反饋時(shí)，用電負(fù)載被并聯(lián)支路或短路，降低了負(fù)載電能接收總量。以上各種方法都是針對(duì)電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振原理提出的。

因非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱無(wú)線電能傳輸技術(shù)近年才出現(xiàn)，相關(guān)研究主要集中在理論建模、能量傳輸特性分析、傳輸效率優(yōu)化提高等方面。文獻(xiàn)[1，18]基于耦合模理論建立傳輸系統(tǒng)模型，得到傳輸效率的解析表達(dá)式。RADI等[19]和Liu等[20]利用金屬板電場(chǎng)耦合代替文獻(xiàn)[1]中的線圈磁場(chǎng)耦合，拓寬了非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱無(wú)線電能傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方式。Assawaworrarit等[21]和Zhou等[18]各自對(duì)電路拓?fù)溥M(jìn)行了優(yōu)化改進(jìn)，采用半橋逆變器代替運(yùn)放作為能量發(fā)送端驅(qū)動(dòng)器，并通過(guò)提取回路電流信號(hào)作為逆變器開(kāi)關(guān)控制信號(hào)，構(gòu)成非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱電路拓?fù)洌岣吡四芰總鬏斂傮w效率。董文杰等[2]和Li等[22]基于互感耦合理論建立了收發(fā)端參數(shù)對(duì)稱及非對(duì)稱條件下的傳輸系統(tǒng)電路模型，分析了參數(shù)對(duì)能量傳輸特性影響規(guī)律，Dong等[23]提出了一種新型的電流型非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱電路拓?fù)?。目前，尚未?jiàn)能量傳輸通道中信息雙向傳輸方法的文獻(xiàn)報(bào)道。

非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱無(wú)線電能傳輸原理具有強(qiáng)魯棒性的特點(diǎn)，工作頻率可根據(jù)參數(shù)變動(dòng)自適應(yīng)跟蹤調(diào)整，因此信息的加載和反向傳輸較電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振具有自身特殊性。信息正向傳輸雖然采用現(xiàn)有OOK調(diào)制技術(shù)也可實(shí)現(xiàn)，但如前所述，該調(diào)制方式會(huì)對(duì)能量傳輸產(chǎn)生負(fù)面影響。另外，信息反向傳輸不適用負(fù)載調(diào)制方法，特別在強(qiáng)耦合區(qū)，因系統(tǒng)的工作頻率可自適應(yīng)跟蹤調(diào)整，負(fù)載調(diào)制技術(shù)不能引起發(fā)送端電壓或電流的變化。

本文首先建立傳輸系統(tǒng)微分方程，推導(dǎo)收發(fā)端回路中電壓和電流的瞬態(tài)響應(yīng)表達(dá)式。研究單一通道下兼顧能量高效傳輸和信息快速可靠傳輸?shù)男畔⑼郊虞d方法，減小信息加載對(duì)能量傳輸產(chǎn)生的負(fù)面影響。然后探討工作頻率自適應(yīng)跟蹤下的信息反向傳輸方法。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證本文信息雙向傳輸方案的可行性。

1 裝定系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)模型

1.1 理論建模

基于非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱無(wú)線電能傳輸原理的引信無(wú)線裝定系統(tǒng)如圖1所示[2]。圖1中：R1與運(yùn)算放大器A構(gòu)成負(fù)電阻，用于將裝定器電源提供的直流電轉(zhuǎn)化為交流電，為耦合系統(tǒng)供電；L1、L2分別為發(fā)送線圈和接收線圈的自感；M為兩線圈間互感；C1和C2分別為發(fā)送端與接收端的匹配電容，用來(lái)設(shè)定發(fā)送與接收回路的固有諧振頻率；RF為運(yùn)算放大器的反饋電阻，RG為運(yùn)算放大器的增益電阻，通過(guò)調(diào)整RF與RG的值可以設(shè)置運(yùn)算放大器線性區(qū)的電壓放大倍數(shù)；R2為接收端的負(fù)載等效電阻；V1和V2分別為發(fā)送端與接收端的線圈兩端電壓；I1和I2分別為發(fā)送端與接收端線圈中流過(guò)的電流；Vo為運(yùn)算放大器的輸出電壓。

圖1 引信無(wú)線裝定系統(tǒng)原理圖Fig.1 Schematic diagram of fuze wireless setting system

基于互感耦合理論[2-3]，由基爾霍夫電壓及電流定律可得

(1)

記V1=x1，V2=x2，I1=x3，I2=x4，則由(1)式可得

(2)

式中：ρ1=1/C1；ρ2=1/C2；ξ1=1/R1；ξ2=1/R2；σ1=1/(L1(1-κ2))，κ為發(fā)送和接收線圈之間的耦合系數(shù)；

(3)

運(yùn)算放大器的理想飽和非線性如圖2(a)所示[24]。圖2(a)中，kop為運(yùn)算放大器在線性區(qū)的電壓放大倍數(shù)，kop=(RG+RF)/RG；[-a，a]為運(yùn)算放大器的線性區(qū)域，a為飽和度；Vi為運(yùn)算放大器的輸入電壓。由圖2(a)可知，線性區(qū)和飽和區(qū)存在非線性過(guò)渡，這對(duì)系統(tǒng)時(shí)域響應(yīng)分析十分不利，會(huì)大大增加數(shù)值計(jì)算耗時(shí)。因此，為提高數(shù)值計(jì)算精度、降低計(jì)算難度，需要采用更加平滑的飽和非線性來(lái)對(duì)運(yùn)算放大器的飽和特性曲線進(jìn)行建模，如圖2(b)所示。

圖2 運(yùn)算放大器的飽和非線性示意圖Fig.2 Saturation nonlinear diagram of operational amplifier

(4)

進(jìn)一步可得

(5)

Vi=bb代入二次函數(shù)中，可得到完全飽和區(qū)域的輸出值dop，

(6)

(7)

結(jié)合(2)式和(7)式，采用龍格- 庫(kù)塔法對(duì)V1、V2、I1、I2進(jìn)行數(shù)值求解，便可獲得收發(fā)端回路中電流和電壓波形的時(shí)域數(shù)值解。

1.2 仿真驗(yàn)證

本文如無(wú)特殊說(shuō)明，所有仿真計(jì)算和實(shí)驗(yàn)測(cè)試均基于表1參數(shù)進(jìn)行。其中：收發(fā)端線圈均采用直徑1 mm的銅漆包線各匝并排密繞而成，匝數(shù)為7匝，線圈直徑90 mm；該傳輸參數(shù)下，臨界耦合系數(shù)κc=0.019，對(duì)應(yīng)收發(fā)端距離約107 mm.當(dāng)κ>κc時(shí)，為強(qiáng)耦合區(qū)，系統(tǒng)存在2個(gè)諧振頻率；當(dāng)κ≤κc時(shí)，系統(tǒng)僅存在1個(gè)諧振頻率[2]。表1參數(shù)代入(7)式，求解出V1和V2的波形如圖3所示。從圖3中可以看出，系統(tǒng)上電后發(fā)送端快速起振，待系統(tǒng)穩(wěn)定后V1和V2的幅值基本相同，與文獻(xiàn)[1]所描述的一致。接收端起振至穩(wěn)定運(yùn)行需經(jīng)歷一定時(shí)間的振蕩調(diào)整，主要因?yàn)榻邮斩耸菑陌l(fā)送端電磁耦合拾取的電能，為受迫振蕩。穩(wěn)定運(yùn)行后，收發(fā)端電壓幅值均不再發(fā)生變化。理論計(jì)算值與PSpice軟件仿真值十分吻合，證明了理論模型的正確性。

表1 傳輸系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Transmission system parameters

圖3 收發(fā)端回路電壓波形時(shí)域仿真對(duì)比Fig.3 Simulation comparison of voltage waveforms of transceiver circuit in time domain

2 信息正向傳輸

2.1 基于非歸零調(diào)幅的信息正向傳輸加載方法

信息正向傳輸階段(裝定器至引信裝定接收電路)，通過(guò)改變發(fā)送線圈端電壓幅值，從而影響接收線圈端電壓幅值的變化，以實(shí)現(xiàn)能量波形中的信息加載，是可行方案。傳統(tǒng)OOK調(diào)制方法屬于一種歸零調(diào)制法，即發(fā)送信息“0”時(shí)，線圈端電壓為0 V，無(wú)法傳遞能量，且信息“0”與“1”間變換時(shí)回路存在起振和停振過(guò)程，限制了信息傳輸速率的提高，如圖4(a)所示。采用非歸零調(diào)幅信息加載方法，如圖4(b)所示，發(fā)送信息“0”時(shí)，不再要求線圈端電壓降至0 V，而是低于信息“1”一定幅值即可。該方式與傳統(tǒng)OOK調(diào)制方法相比，能量傳輸是連續(xù)的，單位時(shí)間內(nèi)可以傳輸更多電能，平均傳輸功率得以提高。另一方面，非歸零調(diào)幅加載方法由于收發(fā)端一直處于諧振狀態(tài)，信息加載只是線圈端電壓幅值的改變，回路不需要反復(fù)起振、停振，傳輸速率得以提高。工程應(yīng)用中，可以通過(guò)改變運(yùn)放供電電壓的方式方便實(shí)現(xiàn)非歸零調(diào)幅信息加載。例如，傳輸信息“1”時(shí)采用V1i電源供電，傳輸信息“0”時(shí)采用V2i電源供電，二者切換采用電子開(kāi)關(guān)快速完成。圖4中，Vm、Im分別為線圈端電壓、電流幅值，V0m、V1m分別為傳輸信息“0”、“1”時(shí)線圈端電壓幅值。

圖4 信息正向加載示意圖Fig.4 Schematic diagram of information forward loading

信息正向傳輸時(shí)，數(shù)據(jù)“1”和“0”的發(fā)送概率均為50%. OOK調(diào)制方式，在不考慮回路起振和停振情況下，信息傳輸段相對(duì)純電能傳輸時(shí)平均傳輸功率下降50%. 本文提出的非歸零調(diào)幅加載方式，假設(shè)發(fā)送信息“0”時(shí)幅值為“1”時(shí)的a% (V0m/V1m=a%)，則信息傳輸段相對(duì)純電能傳輸時(shí)，平均功率下降(50-0.5a)%. 通過(guò)提高數(shù)據(jù)“0”時(shí)電平幅值，可進(jìn)一步降低信息加載對(duì)能量傳輸?shù)呢?fù)面影響。文獻(xiàn)[2，22-23]已對(duì)系統(tǒng)傳輸功率、效率、參數(shù)變動(dòng)影響規(guī)律進(jìn)行了詳細(xì)討論，本文只討論信息加載過(guò)程對(duì)能量傳輸?shù)南鄬?duì)影響，不再探討不同傳輸階段或傳輸條件下的具體功率和效率數(shù)值。

2.2 數(shù)值仿真分析

定義非歸零調(diào)幅的兩種狀態(tài)：傳遞“1”時(shí)，電源供電電壓V1i=±15 V；傳遞“0”時(shí)，電源供電電壓V2i=±5 V，兩電源切換頻率20 kHz. 根據(jù)本文理論模型，數(shù)值求解后的V1和V2波形如圖5所示。從圖5中可以看出：發(fā)送線圈兩端電壓V1的幅值隨著供電電源電壓的變化而變化，而且切換過(guò)程幾乎不影響系統(tǒng)的諧振；接收線圈兩端電壓V2幅值隨著V1幅值的變化同步改變，但是由于V2是由V1感應(yīng)而來(lái)的，幅值切換瞬間存在短暫振蕩調(diào)整過(guò)程，特別是系統(tǒng)上電的初始啟動(dòng)段，起振調(diào)整明顯，后續(xù)狀態(tài)基本保持穩(wěn)定；V2的波形變化明顯，能夠區(qū)分出“1”和“0”兩種狀態(tài)，通過(guò)包絡(luò)檢波電路可以實(shí)現(xiàn)正向信息傳輸?shù)慕庹{(diào)。

圖5 信息正向傳輸數(shù)值仿真波形Fig.5 Numerically simulated waveform of forward information transmission

3 信息反向傳輸方法

3.1 基于失諧調(diào)頻的信息反向傳輸方法

如引言部分所述，因非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱系統(tǒng)的頻率自適應(yīng)跟蹤調(diào)整特性，不適合采用電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振方式中的負(fù)載調(diào)制實(shí)現(xiàn)信息反饋。針對(duì)該原理傳輸系統(tǒng)，文獻(xiàn)[24]提出一種通過(guò)調(diào)整接收端諧振電容值，造成接收端失諧，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)諧振頻率選擇和控制的方法。但是該方法在工程實(shí)現(xiàn)時(shí)，調(diào)整電路必然存在一個(gè)常閉開(kāi)關(guān)，增加了接收端電能消耗。針對(duì)以上問(wèn)題，本文提出圖6所示的調(diào)控方式。圖6中，L2和C2使得接收回路固有諧振頻率與發(fā)送端一致，正常工作狀態(tài)下開(kāi)關(guān)S1和S2均處于常開(kāi)狀態(tài)，只在需要信息反饋時(shí)才短暫閉合，f10和f20分別為強(qiáng)耦合區(qū)的高頻、低頻諧振頻率分支點(diǎn)，f3為低頻失諧點(diǎn)，f4為高頻失諧點(diǎn)。

圖6 基于接收端失諧的諧振頻率調(diào)控方法Fig.6 Resonant frequency control method based on the receiver detuning

以κ=0.163時(shí)的頻率調(diào)控為例，失諧調(diào)頻原理如圖6(b)所示，失諧方法可通過(guò)增大C或減小L的等效值實(shí)現(xiàn)。收發(fā)端匹配的傳輸系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)，會(huì)運(yùn)行在f10或f20中的一個(gè)諧振頻率點(diǎn)處，并具有一定隨機(jī)性，不可控。假設(shè)系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)運(yùn)行在f20處，頻率跳躍遵循最短路徑原則[24]。某時(shí)刻，將開(kāi)關(guān)S1閉合、S2斷開(kāi)，C21接入回路，系統(tǒng)失諧運(yùn)行于f3處。然后斷開(kāi)S1，因頻率選擇具有惰性，遵循最短路徑原則，系統(tǒng)不會(huì)回到原f20處，而會(huì)就近選擇運(yùn)行于f10處，從而實(shí)現(xiàn)了從諧振頻率f20至f10的跳躍。若初始狀態(tài)系統(tǒng)運(yùn)行在f10處，則某時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S1閉合，系統(tǒng)同樣失諧運(yùn)行于f3處。斷開(kāi)S1后，就近沿高頻諧振分支回復(fù)到f10處運(yùn)行，而不會(huì)跳躍到較遠(yuǎn)距離處的f20處。

接下來(lái)分析開(kāi)關(guān)S2的作用。同樣，首先假設(shè)系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)運(yùn)行在f20處。某時(shí)刻，將開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)、S2閉合，L21接入回路，系統(tǒng)將失諧運(yùn)行于f4處，然后斷開(kāi)S2，因頻率選擇具有惰性，遵循最短路徑原則，諧振頻率沿原路徑回復(fù)到f20處。若初始狀態(tài)系統(tǒng)運(yùn)行在f10處，則開(kāi)關(guān)S2閉合，系統(tǒng)失諧運(yùn)行于f4處，斷開(kāi)S2后，選擇最近的諧振頻率f20處運(yùn)行，而不會(huì)回復(fù)到遠(yuǎn)距離的f10處，從而實(shí)現(xiàn)了從諧振頻率f10至f20的跳躍。通過(guò)以上分析發(fā)現(xiàn)：開(kāi)關(guān)S1閉合后再斷開(kāi)，就能誘導(dǎo)系統(tǒng)選擇高頻諧振分支；開(kāi)關(guān)S2閉合后再斷開(kāi)，就能誘導(dǎo)系統(tǒng)選擇低頻諧振分支。

因此，可以利用圖6(a)失諧調(diào)控電路，依據(jù)圖6(b)頻率選擇原理，通過(guò)接收端控制開(kāi)關(guān)S1、S2的閉合或斷開(kāi)，控制系統(tǒng)在指定頻率分支上運(yùn)行。發(fā)送端通過(guò)檢測(cè)發(fā)送回路頻率變化，獲取接收端反饋信息。理論上，諧振頻率可在很短的失諧時(shí)間內(nèi)完成跳躍，便于反饋信息的快速傳輸。接收端信息反饋過(guò)程中，除去短暫的失諧誘導(dǎo)過(guò)程，收發(fā)端始終處于諧振狀態(tài)，有效減小了信息反饋過(guò)程對(duì)能量傳輸?shù)呢?fù)面影響。因這種失諧反饋方法系統(tǒng)工作頻率需要在2個(gè)諧振頻率分支上跳躍，故只適用于κ>κc的強(qiáng)耦合區(qū)。實(shí)際上κ<κc的松耦合區(qū)因傳輸效率顯著下降且衰減迅速，可用范圍及場(chǎng)合較少。

反饋信息中，數(shù)據(jù)“1”和“0”出現(xiàn)的概率均為50%.傳統(tǒng)信息反饋負(fù)載調(diào)制方式，不論是對(duì)用電負(fù)載并聯(lián)阻抗還是直接短路，開(kāi)關(guān)閉合期間，用電負(fù)載都幾乎接收不到電能；信息反饋階段，接收端接收到的電能較純電能傳輸階段下降50%.本文提出的失諧調(diào)頻信息反饋方法，假設(shè)每位數(shù)據(jù)傳輸時(shí)間為t1，圖6(a)中開(kāi)關(guān)S1或S2的閉合時(shí)間為t2，閉合時(shí)系統(tǒng)嚴(yán)重失諧，接收的能量較少，近似為0 V.因此，該調(diào)制方法信息反饋階段，將造成系統(tǒng)傳輸功率下降(50×t2/t1)%.通過(guò)減少開(kāi)關(guān)S1和S2的閉合時(shí)間t2，可降低信息反饋對(duì)能量傳輸?shù)挠绊憽?/p>

3.2 數(shù)值仿真分析

為滿足3.1節(jié)頻率跳躍條件，圖6(a)中C21取值6.43 nF，L21取值3.04 μH，具體控制時(shí)序如圖7所示。起振階段，系統(tǒng)工作在哪一頻率分支是未知的，某一時(shí)刻，閉合開(kāi)關(guān)S1，將接收端回路電容調(diào)整為9.22 nF，3 μs后斷開(kāi)開(kāi)關(guān)S1，諧振電容切換回2.80 nF，根據(jù)3.1節(jié)分析結(jié)論可知，系統(tǒng)將會(huì)選擇高頻分支運(yùn)行。同理，將開(kāi)關(guān)S2閉合，接收端線圈等效電感調(diào)整為2.28 μH，3 μs后斷開(kāi)開(kāi)關(guān)S2，線圈電感值切換回9.07 μH，系統(tǒng)將會(huì)選擇低頻分支運(yùn)行。圖7(b)和圖7(c)為數(shù)值仿真波形。從圖7中可以看出，系統(tǒng)上電后選擇了低頻分支，這是無(wú)法控制的。按圖7(a)時(shí)序?qū)邮斩说刃щ姼泻碗娙葜颠M(jìn)行調(diào)整后，系統(tǒng)分別選擇了低頻和高頻分支，與理論分析結(jié)論一致。接收端電感和電容切換瞬間，與信息正向傳輸時(shí)類(lèi)似，接收端感應(yīng)電壓幅值有明顯振蕩過(guò)程，主要是傳輸參數(shù)突變，接收端需要振蕩調(diào)整后恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)。不論系統(tǒng)運(yùn)行于高頻或低頻諧振分支，穩(wěn)定后的收發(fā)端波形幅值近似相同。因此，通過(guò)調(diào)整接收端回路中等效電抗值，控制系統(tǒng)工作頻率，再通過(guò)提取發(fā)送端回路工作頻率的方法，可實(shí)現(xiàn)信息的反向傳輸。

圖7 基于失諧調(diào)頻的信息反向傳輸仿真Fig.7 Simulated waveforms of information reverse transmission based on detuning frequency modulation

4 原理樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為檢驗(yàn)上述信息雙向傳輸方案的可行性，設(shè)計(jì)了圖8所示的原理樣機(jī)驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。發(fā)送端運(yùn)放采用±15 V和±5 V的雙電源供電。信息正向傳輸時(shí)，由信息編碼信號(hào)VS控制電子開(kāi)關(guān)，完成電源電壓的選擇切換，該過(guò)程中接收端開(kāi)關(guān)S1和S2均斷開(kāi)。信息反向傳輸時(shí)，利用反饋信息編碼控制電容C21和電感L21的接入和移除，該過(guò)程中發(fā)送端采用±15 V電源電壓工作。信息正向傳輸和反向傳輸分時(shí)進(jìn)行，屬半雙工通信。實(shí)驗(yàn)中，收發(fā)端距離30 mm，信息正向傳輸時(shí)采用周期50 μs的方波控制電源電壓切換；反向傳輸時(shí)，采用兩個(gè)周期156 μs、高電平脈寬3 μs的脈沖信號(hào)VS1、VS2分別控制開(kāi)關(guān)S1和S2的通斷，兩脈沖波的高電平上升沿時(shí)間差為75 μs.

圖8 信息雙向傳輸驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)Fig.8 Dual-directional information transmission verification experiment

圖9所示為信息雙向傳輸測(cè)試波形。由圖9(a)～圖9(c)信息正向傳輸測(cè)試波形可以看出，收發(fā)端線圈端電壓波形同步變化，發(fā)送線圈電壓V1只在幅值切換處略有擾動(dòng)，系統(tǒng)的諧振頻率保持不變；接收線圈電壓V2在幅值切換過(guò)程存在短暫超調(diào)和調(diào)整過(guò)渡過(guò)程。對(duì)比圖9(a)～圖9(c)和圖5仿真波形，可以看出理論計(jì)算波形與實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形十分吻合，再次證明了本文理論模型的正確性。由圖9(d)～圖9(g)信息反向傳輸測(cè)試波形可以看出，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行期間，收發(fā)端幅值近似相同，除失諧調(diào)制瞬間外，高低頻率分支下的幅值近似相同。發(fā)送端工作頻率受接收端控制，在0.94 MHz(理論值為0.93 MHz)和1.10 MHz(理論值為1.09 MHz)二者間來(lái)回切換。頻率跳躍規(guī)律與理論分析結(jié)果相同，即電容C21接入回路后再移除，系統(tǒng)選擇高頻諧振分支運(yùn)行；電感L21接入回路后再移除，系統(tǒng)選擇低頻諧振分支運(yùn)行。失諧電容C21和失諧電感L21接入回路3 μs后移除，即可成功誘導(dǎo)至相應(yīng)頻率分支運(yùn)行，表明頻率跳躍速度十分迅速，對(duì)提高信息反向傳輸速率十分有利。開(kāi)關(guān)控制信號(hào)VS1和VS2為高電平時(shí)，接收端波形迅速失諧，低于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行幅值，發(fā)送端則會(huì)有約3 μs的延時(shí)后再發(fā)生失諧和頻率跳躍。這是因?yàn)榕c信息正向傳輸相比，反向傳輸階段是由接收端誘導(dǎo)發(fā)送端產(chǎn)生狀態(tài)變化，二者電磁耦合同樣需要振蕩調(diào)整時(shí)間。實(shí)驗(yàn)中，信息正向傳輸速率20 kbit/s，是文獻(xiàn)[25]中OOK調(diào)制傳輸速率的2倍；反饋信息傳輸速率12.8 kbit/s. 因正向傳輸時(shí)數(shù)據(jù)“0”能量幅值降低及反向傳輸時(shí)的失諧調(diào)頻作用，傳輸功率較純電能供給階段分別降低了33.33%和1.92%，但相對(duì)傳統(tǒng)OOK調(diào)制和負(fù)載調(diào)制方式，分別提高了16.67%和48.08%. 信息正向和反向傳輸時(shí)的解調(diào)，可分別采用常規(guī)包絡(luò)檢波和鑒頻解調(diào)法，不再贅述。

圖9 實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果Fig.9 Experimental test results

在完成上述信息雙向傳輸方案驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)后，進(jìn)行裝定正確率測(cè)試實(shí)驗(yàn)。信息正向傳輸測(cè)試時(shí)，利用計(jì)算機(jī)向裝定器發(fā)送2字節(jié)裝定信息，引信裝定接收模塊將接收到的信息經(jīng)解調(diào)、譯碼后上傳至計(jì)算機(jī)，通過(guò)對(duì)比發(fā)送和接收內(nèi)容，判斷傳輸結(jié)果。信息反向傳輸測(cè)試時(shí)，裝定器向引信裝定接收模塊持續(xù)供能，計(jì)算機(jī)向接收模塊發(fā)送2字節(jié)反饋信息，裝定器解調(diào)、譯碼后將其發(fā)送給計(jì)算機(jī)，同樣通過(guò)對(duì)比發(fā)送和接收內(nèi)容判斷傳輸正確性。測(cè)試中，統(tǒng)計(jì)100次傳輸結(jié)果，并改變收發(fā)端線圈距離，得到不同傳輸距離下的信息傳輸正確率。測(cè)試結(jié)果如表2所示。

表2 信息傳輸正確率測(cè)試結(jié)果

由表2實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果可知：30 mm和55 mm處的強(qiáng)耦合區(qū)，正向和反向信息傳輸正確率穩(wěn)定在100%；基于非歸零調(diào)幅的正向信息加載方法在松耦合區(qū)仍然適用，130 mm時(shí)系統(tǒng)的傳輸正確率依然達(dá)到100%. 但隨著距離的進(jìn)一步增大，系統(tǒng)的正向傳輸正確率開(kāi)始下降，主要因?yàn)槭瞻l(fā)端耦合系數(shù)變小，接收端感應(yīng)電壓幅值降低，影響信息正確識(shí)別；因系統(tǒng)在松耦合區(qū)高低諧振頻率分支匯聚為一個(gè)頻率分支，不存在諧振頻率分岔現(xiàn)象，接收端失諧也就無(wú)法使發(fā)送端工作頻率發(fā)生改變，因此不能實(shí)現(xiàn)信息反向傳輸，與理論分析結(jié)論一致。

5 結(jié)論

針對(duì)基于非線性宇稱時(shí)間對(duì)稱原理的引信無(wú)線裝定系統(tǒng)信息雙向傳輸方法開(kāi)展研究，本文建立了裝定系統(tǒng)能量傳輸微分方程，推導(dǎo)出運(yùn)算放大器平滑的飽和非線性特征曲線的數(shù)學(xué)模型，求解出收發(fā)端回路電壓和電流的時(shí)域瞬態(tài)響應(yīng)數(shù)學(xué)表達(dá)式。根據(jù)穩(wěn)態(tài)振幅特性提出一種非歸零調(diào)幅的信息正向傳輸方法，通過(guò)調(diào)整發(fā)送端供電電壓以改變耦合線圈端電壓穩(wěn)態(tài)振幅，而不影響系統(tǒng)工作頻率，減小了調(diào)制過(guò)程中的起振和停振時(shí)間，從而提高信息的傳輸速率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)信息加載過(guò)程中的能量不間斷傳輸。根據(jù)諧振頻率調(diào)控機(jī)理，提出一種失諧調(diào)頻的信息反向傳輸方法，不論傳輸信號(hào)“0”還是“1”，系統(tǒng)都處于諧振狀態(tài)，失諧只發(fā)生在兩種信號(hào)切換的瞬間，失諧時(shí)間短，能量損失小，進(jìn)一步保證了接收端能量的接收。基于本文理論設(shè)計(jì)的引信無(wú)線裝定原理樣機(jī)，信息的正向傳輸速率為20 kbit/s，反向傳輸速率12.8 kbit/s，該速率并不是傳輸能力的上限，還可進(jìn)一步提高，且文中所提信息雙向傳輸方法降低了能量傳輸通道中信息加載對(duì)能量傳輸性能的影響。

本文僅是對(duì)信息雙向傳輸方法進(jìn)行了原理樣機(jī)驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)，后續(xù)工程推廣應(yīng)用中還需解決裝定系統(tǒng)電磁兼容性、平臺(tái)適配性、裝定速度等方面問(wèn)題。此外，合理選擇正向傳輸時(shí)信息調(diào)制深度，實(shí)現(xiàn)能量高效傳輸和信息可靠傳輸間的匹配，探尋松耦合區(qū)信息反向傳輸方法，也是下一步需要解決的問(wèn)題。