章治國(guó)，徐堂意，向林朋，王強(qiáng)

(1.重慶理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，重慶 400054；2.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心，重慶 400054；3.深圳市博敏電子有限公司，廣東 深圳 518103)

0 引 言

隨著傳統(tǒng)能源日益消耗以及由此帶來環(huán)境污染問題，人類對(duì)新能源的利用開發(fā)已是迫在眉睫。太陽能和氫能作為兩種重要新能源，其主要利用方式為光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電[1-6]。然而，光伏、燃料電池產(chǎn)生的直流輸出電壓較低，很難被直接利用，往往需要高效高增益DC/DC變換器將其電壓提升到所需要的電壓等級(jí)。一般而言，高增益DC/DC變換器可分為隔離型和非隔離型兩種，對(duì)于隔離型高增益DC/DC變換器易通過變壓器匝數(shù)比來實(shí)現(xiàn)較高的電壓增益，但是由于隔離變壓器的存在使得變換器體積較大、成本高和磁通易飽和等問題[7-9]。

非隔離型高增益DC/DC變換器根據(jù)其升壓原理不同一般可以分成級(jí)聯(lián)型、開關(guān)電容型、耦合電感型、交錯(cuò)并聯(lián)型等幾種形式。級(jí)聯(lián)型高增益DC/DC變換器利用兩個(gè)或多個(gè)Boost變換器串聯(lián)的方式來獲得更大的電壓增益；雖然該類變換器構(gòu)成簡(jiǎn)單，但是后級(jí)所用器件開關(guān)應(yīng)力大且控制系統(tǒng)不好設(shè)計(jì)[10]。開關(guān)電容型高增益DC/DC變換器利用儲(chǔ)能電容來實(shí)現(xiàn)變換器的高增益目的，但隨著功率等級(jí)的提高需要更多的高耐壓儲(chǔ)能電容，這不僅使得變換器體積變大，還會(huì)讓電路產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗和嚴(yán)重的電磁干擾問題[11-14]。耦合電感型高增益DC/DC變換器通過多繞組耦合電感的匝數(shù)比來實(shí)現(xiàn)高增益目的，其功率開關(guān)雖有較低的電壓應(yīng)力，但多繞組耦合電感中不可避免地存在漏感，漏感不僅會(huì)降低變換器的效率，抑制漏感的措施還會(huì)使得變換器結(jié)構(gòu)復(fù)雜，成本增加[15-16]。交錯(cuò)并聯(lián)型高增益DC/DC變換器其具有輸入電流紋波小，電壓增益高，開關(guān)管電壓應(yīng)力低，開關(guān)損耗小等優(yōu)點(diǎn)，非常適合于低壓大電流輸入、高壓輸出的場(chǎng)合[17-20]。文獻(xiàn)[19]提出一種新型交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC/DC變換器，實(shí)現(xiàn)了具有交錯(cuò)式的變換器輸入電流紋波小，開關(guān)應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)，但是拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上只有兩相，使得電壓增益有限，控制方式單一。文獻(xiàn)[20]就M相拓展占空比升壓變換器采用固定的移相2π/M對(duì)開關(guān)管進(jìn)行控制，討論了輸入/輸出電壓增益與占空比D之間的關(guān)系，其中占空比D在(M-1)/M≤D< 1范圍內(nèi)每相電流都相等，電壓增益為M/(1-D)。但是，隨著相數(shù)M的增加，采用該移相控制要使得每相電流相等就會(huì)導(dǎo)致變換器工作占空比范圍變窄，應(yīng)用范圍受到限制。

基于以上問題，本文在研究多相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器工作機(jī)理及均流條件的基礎(chǔ)上，提出一種可變移相的控制策略，該控制策略只要求相鄰兩相的相移φ滿足2(1-D)≤φ≤ 2πD條件即可使得變換器能夠在[0.5,1)占空比范圍內(nèi)保持電壓增益不變且能實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，其均流條件與變換器的相數(shù)無關(guān)。論文隨后詳細(xì)分析了該變換器的輸出/輸入電壓增益、各相電流以及開關(guān)器件應(yīng)力。最后搭建了一臺(tái)低壓輸入(約3.3 V)/高壓輸出(約48 V)、功率為300 W的四相交錯(cuò)并聯(lián)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的有效性和正確性。

1 M相交錯(cuò)并聯(lián)高增益變換器及均流控制策略

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

如圖1所示是M相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中C1、C2、…、CM-1為M-1個(gè)開關(guān)電容；CM為輸出濾波電容；L1、L2、…、LM為M個(gè)升壓電感；S1、S2、…、SM為M個(gè)下臂開關(guān)管；SS1、SS2、…、SSM為M個(gè)上臂開關(guān)管；Ro為負(fù)載電阻。為了簡(jiǎn)化分析，對(duì)圖1所示的電路做出如下假設(shè)：1)每相電感量相等，即L1=L2=…=LM=L；2)所有的開關(guān)管等器件均為理想器件，忽略開關(guān)損耗，且導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間完成；3)開關(guān)電容值相等，即C1=C2=…=CM-1=C。

圖1 M相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器

為方便后續(xù)的理論分析，對(duì)M相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器做以下假設(shè)：1)變換器的控制方式采用同步整流形式，即S1與SS1、S2與SS2、…、SM與SSM采用互補(bǔ)導(dǎo)通方式，忽略上下臂開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間；2)下臂開關(guān)管S1、S2、…、SM采用移相依次導(dǎo)通控制方式，其開關(guān)周期T與占空比D均相同；對(duì)應(yīng)的上臂開關(guān)管SS1、SS2、…、SSM的開關(guān)周期為T，其占空比為1-D；3)電感L1、L2、…、LM電感量足夠大，電路工作于電流連續(xù)導(dǎo)通模式。

1.2 各相均流原理與控制

圖2所示的是M相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器(圖1所示)中下臂S1、S2、…、SM開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)序圖，其中t21為下臂開關(guān)管S1與S2導(dǎo)通時(shí)間差，t32為下臂開關(guān)管S2與S3導(dǎo)通時(shí)間差，…，tM(M-1)為下臂開關(guān)管SM-1與SM導(dǎo)通時(shí)間差。圖3所示的是流過開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1的電流波形示意圖。其中t1、t2分別為iL1、iL2流經(jīng)電容C1的時(shí)間，t3、t4分別為iL2、iL3流經(jīng)電容C2的時(shí)間，…，t2(M-1)-1、t2(M-1)分別為iL(M-1)、iLM流經(jīng)電容CM-1的時(shí)間。

圖2 M相下臂開關(guān)管移相導(dǎo)通時(shí)序

結(jié)合圖1和圖2可以看出，當(dāng)S1關(guān)斷，則SS1開通，若S2是導(dǎo)通的，則流過電感L1的電流iL1必流向電容C1，此時(shí)iC1=iL1。當(dāng)S2關(guān)斷，則SS2開通，流過電感L2的電流iL2必流向電容C1，此時(shí)iC1=-iL2。如圖3所示。在下面的分析中,大寫字母表示變量的平均量，對(duì)電容C1在一個(gè)周期T內(nèi)由安秒平衡原理可得

圖3 開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1電流波形示意圖

(1)

若要使IL1=IL2，則需t1=t2。由于S1與SS1、S2與SS2、…、SM與SSM采用互補(bǔ)導(dǎo)通方式，當(dāng)S2關(guān)斷時(shí)，SS2是開通的，因SS2開通時(shí)間為(1-D)T，從而有t2=(1-D)T；當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)，SS1是開通的，時(shí)間t1取決于SS1在開通時(shí)段內(nèi)S2導(dǎo)通的時(shí)間，由于下臂開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)間為DT，如要使t1=t2，這就必須要滿足

DT≥(1-D)T。

(2)

則

D≥0.5。

(3)

在D≥0.5的條件下，還需滿足下臂開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通相位要求，即在S1導(dǎo)通，設(shè)經(jīng)過時(shí)間t21后，S2開始導(dǎo)通，若要保證DT≥(1-D)T，則時(shí)間t21要滿足：

(4)

從而可得

(1-D)T≤t21≤DT。

(5)

對(duì)于開關(guān)電容C2，其分析過程與電容C1類似。在D≥ 0.5且(1-D)T≤t21≤DT時(shí)，則流經(jīng)電容C2的電流只有iL2與iL3，如圖3所示。對(duì)電容C2在一個(gè)周期T內(nèi)由安秒平衡原理可得

(6)

若要使得IL2=IL3，則需t3=t4。由拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)導(dǎo)通方式可以確定時(shí)間t4=(1-D)T。時(shí)間t3的大小取決于SS2在開通的時(shí)間(1-D)T內(nèi)S3導(dǎo)通的時(shí)間，同理，可得出D≥0.5。此外下臂開關(guān)管S2、S3還需滿足導(dǎo)通相位要求，即在下臂開關(guān)管S2導(dǎo)通后，經(jīng)過時(shí)間t32后S3開始導(dǎo)通，則時(shí)間t32要滿足條件：

(7)

由上式可得

(1-D)T≤t32≤DT。

(8)

依次類推…，對(duì)于開關(guān)電容CM-1，滿足D≥0.5且相鄰兩下臂開關(guān)管S1、S2、…、SM-1之間開通時(shí)刻之差在[(1-D)T,DT]范圍內(nèi)，由圖2、3可得當(dāng)下臂開關(guān)管SM-1、SM導(dǎo)通時(shí)間差值tM(M-1)滿足：

(9)

即

(1-D)T≤tM(M-1)≤DT。

(10)

再由電容CM-1在一個(gè)周期T內(nèi)的安秒平衡可得IL(M-1)=ILM。從而可獲得各相電感電流的平均值都相同，即

I1=I2=…=IM-1=IM=I。

(11)

由以上分析可知，各相電感電流相等的限制條件為：

1)占空比D范圍為0.5 ≤D<1；

2)兩相鄰下臂開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間差需在[(1-D)T,DT]內(nèi)，即兩相鄰下臂開關(guān)管導(dǎo)通相位相差φ需滿足

2π(1-D)≤φ≤2πD。

(12)

2 穩(wěn)態(tài)性能分析及參數(shù)計(jì)算

2.1 電容及電感參數(shù)計(jì)算

圖1所示的開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1在變換器中承擔(dān)著能量傳遞的作用。在一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)，其一段時(shí)間存儲(chǔ)能量，在另一段時(shí)間內(nèi)釋放能量。當(dāng)下臂開關(guān)管占空比在0.5 ≤D< 1范圍內(nèi)且相鄰兩相相位差在2π(1-D)≤φ≤2πD范圍內(nèi)時(shí)，開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電壓波形圖，其分為4個(gè)主要階段：1個(gè)充電階段、2個(gè)恒壓階段、1個(gè)放電階段，如圖4所示。

由電容的安秒平衡原理及各相電流平均值相等，則可以確定圖4中的充電、放電階段的時(shí)間t1=t3=(1-D)T。恒壓階段1、2會(huì)隨著φ的取值不同，其階段時(shí)間t2、t4隨之有所不同。圖中Δv為電容一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電容充放電的電壓波動(dòng)值。由電容的安秒平衡可知，其充電電壓增量Δv等于其放電電壓減少量

圖4 一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)開關(guān)電容電壓波形

(13)

各級(jí)開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1電容值大小可以通過式(13)確定。理論上各級(jí)開關(guān)電容C1、C2、…、CM-1電容值的大小對(duì)電路運(yùn)行性能沒有太大影響，但其值越大時(shí)，Δv就越小，若其值選擇較小，則會(huì)導(dǎo)致電容電壓的峰值過高。在開關(guān)電容充電開始到電容放電結(jié)束這一時(shí)間段內(nèi)，可以用其平均電壓量Vx來代替這一階段的瞬時(shí)電壓，其中Vx(x=1、2、…、M-1)可以表示為

(14)

而最后一級(jí)輸出電容CM值可由輸出電壓紋波Δvo來確定為

(15)

根據(jù)圖1所示，對(duì)于電感L1、L2、…、LM電感量可由每相電感電流的紋波Δi來確定，即

(16)

2.2 穩(wěn)態(tài)電壓增益

當(dāng)下臂開關(guān)管占空比在0.5≤D<1范圍內(nèi)且相鄰兩相相位差在2π(1-D)≤φ≤2πD范圍內(nèi)時(shí)，變換器達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，根據(jù)電感的伏秒平衡原理和電容的安秒平衡原理可以得到：

(17)

(18)

由式(17)、式(18)分別可得：

(19)

Vo=MVg/(1-D)。

(20)

I1=I2=…=IM-1=IM=I=Io/(1-D)。

(21)

由式(20)、(21)可以看出，當(dāng)采用該控制策略變換器達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，每相電感電流平均值均相等且均為Io/(1-D)，該變換器輸出電壓/輸入電壓增益為M/(1-D)。

2.3 開關(guān)器件應(yīng)力分析

如圖1所示變換器工作達(dá)到穩(wěn)態(tài)，當(dāng)下臂開關(guān)管占空比在0.5≤D<1范圍內(nèi)且相鄰兩相相位差在2π(1-D)≤φ≤2πD范圍內(nèi)時(shí)，可以得到如下結(jié)論。

1)開關(guān)管的電壓應(yīng)力。

下臂開關(guān)管S1、S2、…、SM對(duì)應(yīng)的最大電壓應(yīng)力分別為v1、v2-v1、…、Vo-vM-1；上臂開關(guān)管SS1、SS2、…、SSM-1、SSM對(duì)應(yīng)的最大電壓應(yīng)力為v2、v3-v1、…、Vo-vM-2、Vo-vM-1。并結(jié)合式(19)、(20)可以得到：

(22)

(23)

2)開關(guān)管的電流應(yīng)力。

流經(jīng)上臂開關(guān)管SS1、SS2、…、SSM的電流分別為各相電感電流iL1、iL2、…、iLM；流經(jīng)下臂開關(guān)管S2、…、SM的電流為相鄰兩相電感電流之和分別為iL1+iL2、iL2+iL3、…、iL(M-1)+iLM；流經(jīng)下臂開關(guān)管S1的電流為iL1。

考慮到各級(jí)開關(guān)電容電壓v1、v2、…、vM-1的波動(dòng)及各相電感電流iL1、iL2、…、iLM紋波值，以獲得上下臂開關(guān)管對(duì)應(yīng)的最大電壓、電流應(yīng)力分別如表1所示。其中Δv為電容一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)開關(guān)電容充放電的電壓波動(dòng)值，如式(13)所示；Δi為電感電流紋波值。

表1 開關(guān)器件應(yīng)力

3 四相交錯(cuò)并聯(lián)高增益變換器及控制

3.1 工作原理

為深入分析該變換器詳細(xì)的運(yùn)行情況，下面以四相交錯(cuò)并聯(lián)高增益變換器為例進(jìn)行論述，如圖5所示為四相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器。為分析方便，不妨定義下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4的導(dǎo)通狀態(tài)用1來表示，開關(guān)管S1、S2、S3、S4關(guān)斷狀態(tài)用0來表示，這樣S1S2S3S4=1111代表下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4全導(dǎo)通；S1S2S3S4=0000代表下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4全關(guān)斷。若下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4占空比在0.5≤D<1范圍內(nèi)且相鄰兩相相位差在2π(1-D)≤φ≤2πD范圍內(nèi)，則在一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)只會(huì)出現(xiàn)如下幾種組合方式：S1S2S3S4=1111，S1S2S3S4=1110，S1S2S3S4=1101，S1S2S3S4=1011，S1S2S3S4=1010，S1S2S3S4=0111，S1S2S3S4=0110，S1S2S3S4=0101。其對(duì)應(yīng)的電路模態(tài)的等效電路如圖6所示。

圖5 四相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器

在下臂開關(guān)管占空比在0.5≤D<1范圍內(nèi)，由于占空比D的不同及相鄰兩相的相位差不同，其模態(tài)就會(huì)不同。下面僅以占空比2/3

1)模態(tài)1[t0～t1]：如圖6(d)所示，在此時(shí)段內(nèi)S1、S3、S4、SS2導(dǎo)通，S2、SS1、SS3、SS4關(guān)斷，Vg對(duì)電感L1、L3、L4充電，電感電流iL1、iL3、iL4線性增大；電感L2和電容C1一起對(duì)電容C2充電，電感L2電流iL2減小，電容C1電壓v1下降，電容C2電壓v2上升；電容C4為負(fù)載Ro供電；電容C3電壓v3保持不變。

2)模態(tài)2[t1～t2]：如圖6(c)所示，在此時(shí)段內(nèi)S1、S2、S4、SS3導(dǎo)通，S3、SS1、SS2、SS4關(guān)斷，Vg對(duì)電感L1、L2、L4充電，電感電流iL1，iL2、iL4線性增大；電感L3和電容C2對(duì)電容C3充電，電感L3電流iL3減小，電容C2電壓v2下降，電容C3電壓v3上升，電容C4為負(fù)載Ro供電；電容C1電壓v1保持不變。

3)模態(tài)3[t2～t3]：如圖6(b)所示，在此時(shí)段內(nèi)S1、S2、S3、SS4導(dǎo)通，S4、SS1、SS2、SS3關(guān)斷，Vg對(duì)電感L1、L2、L3充電，電感電流iL1、iL2、iL3線性增大；電感L4和電容C3對(duì)電容C4充電以及為負(fù)載Ro供電，電流iL4減小，電容C3電壓v3下降；電容C1、C2電壓v1、v2保持不變。

4)模態(tài)4[t3～t4]：如圖6(g)所示，在此時(shí)段內(nèi)S2、S3、SS1、SS4導(dǎo)通，S1、S4、SS2、SS3關(guān)斷，Vg對(duì)電感L2、L3充電，電感電流iL2、iL3線性增大；電感L1對(duì)電容C1充電，電感電流iL1減小，電容C1電壓v1下降；電感L4和電容C3對(duì)電容C4充電以及為負(fù)載Ro供電，電感電流iL4減小，電容C3電壓v3下降；電容C2電壓v2保持不變。

5)模態(tài)5[t4～t5]：如圖6(f)所示，在此時(shí)段內(nèi)S2、S3、S4、SS1導(dǎo)通，S1、SS2、SS3、SS4關(guān)斷。Vg對(duì)電感L2、L3、L4充電，電感電流iL2、iL3、iL4線性增大；電感L1對(duì)電容C1充電，電容C1電壓v1上升，電感電流iL1減??；電容C4為負(fù)載Ro供電；電容C2、C3電壓v2、v3保持不變。

圖6 各模態(tài)的等效電路

根據(jù)上述控制方式下的電路模態(tài)，可以得到一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)該變換器的主要波形圖，如圖7所示。

圖7 電路主要波形示意圖

3.2 控制實(shí)現(xiàn)

通過上述分析可知，為實(shí)現(xiàn)變換器各相自均流且可對(duì)輸出電壓調(diào)整就需要對(duì)占空比及移相進(jìn)行控制。本次實(shí)驗(yàn)采用的控制芯片是TI公司高性能微控制器，型號(hào)為TMS320F28027。其控制方案主要包括2個(gè)方面：一是將下臂開關(guān)管作為主開關(guān)管進(jìn)行脈寬調(diào)制(pulse width modulation, PWM)控制，上、下臂開關(guān)管采用同步整流形式，即S1與SS1、S2與SS2、…、SM與SSM采用互補(bǔ)導(dǎo)通方式；二是對(duì)下臂開關(guān)管S1、S2、…、SM采用移相依次導(dǎo)通控制。首先對(duì)輸出電壓采樣，采樣后的電壓與參考電壓進(jìn)行比較，比較后的差值經(jīng)過數(shù)字PID調(diào)節(jié)后，經(jīng)PWM模塊的占空比寄存器和時(shí)基模塊的相位寄存器，輸出上、下臂互補(bǔ)的開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形。此外，對(duì)輸出電壓Vo進(jìn)行監(jiān)測(cè)，當(dāng)輸出電壓超過設(shè)定值，將停止PWM輸出，實(shí)現(xiàn)對(duì)電路保護(hù)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

為了驗(yàn)證上述分析，搭建了一個(gè)四相300 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：低壓輸入3.3 V，開關(guān)頻率為fs=200 kHz；各相電感都為1.2 μH；由式(13)選取各級(jí)開關(guān)電容C1、C2、C3都相同，為6.6 μF；設(shè)計(jì)輸出電壓紋波為輸出電壓Vo的0.1%，經(jīng)計(jì)算電容C4約為400 μF，實(shí)際電路中采用18個(gè)22 μF電解電容與3個(gè)2.2 μF陶瓷電容并聯(lián)組成輸出電容C4為402.6 μF；在開關(guān)管的選取上，充分考慮了輸入大電流(每相最大電流約30 A)，及出現(xiàn)的電壓尖峰的緣由，上、下臂開關(guān)管選取了英飛凌公司的型號(hào)為IPB042N10N3(100 V/137 A)MOSFET管。在實(shí)驗(yàn)測(cè)試中，對(duì)下臂開關(guān)管采用固定占空比(D=75%)、不同相移的控制方式。

圖8為不同移相控制方式的下臂開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)波形。其中圖8(a)為相鄰兩下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4都是移相2π(1-D)；圖8(b)為相鄰兩下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4都是移相2πD；圖8(c)為相鄰兩下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4移相都不相同分別為0.6π、π、1.4π控制。

圖8 不同移相方式下臂開關(guān)管驅(qū)動(dòng)波形

圖9為不同移相控制方式下各級(jí)開關(guān)電容C1、C2、C3電壓實(shí)驗(yàn)波形。由電容安秒平衡原理并結(jié)合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及實(shí)驗(yàn)參數(shù)的設(shè)計(jì)，每相電流的大小可以通過圖9電容電壓波形v1、v2、v3的充放電時(shí)間來間接反映出來。從圖9(a)、(b)、(c)可以看出，t1≈t2≈1.25 μs，t3≈t4≈1.25 μs，t5≈t6≈1.25 μs；由于開關(guān)電容C1、C2、C3電壓波形的充放電時(shí)間t1≈t2≈t3≈t4≈t5≈t6≈1.25 μs，所以各相電感電流平均值均相等，即實(shí)現(xiàn)了均流功能。

圖9 不同移相方式開關(guān)電容C1、C2、C3的電壓波形

圖10為不同控制方式下電容C1、C2、C3的電壓v1、v2、v3及輸出的電壓vo的波形。圖10(a)為移相2π(1-D)情況的波形圖，從圖10(a)可以看出V1≈13 V、V2≈25 V、V3≈36 V、Vo≈47 V。圖10(b)為移相為2πD情況的波形圖，從圖10(b)可以看出V1≈12 V、V2≈24 V、V3≈35 V、Vo≈47 V。圖10(c)為分別移相0.6π、π、1.4π情況的波形圖，由圖10(c)可以看出V1≈12.5 V、V2≈24.5 V、V3≈35 V、Vo≈48 V。考慮到實(shí)際電路中寄生參數(shù)的影響，所測(cè)量值比理論中要低一些。但是通過實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以看出，均流條件下的移相控制不會(huì)影響電壓增益，V1、V2、V3、Vo之間的實(shí)際數(shù)據(jù)關(guān)系和理論分析一致。

圖11、12分別為移相2π(1-D)控制方式上、下臂開關(guān)管電壓應(yīng)力波形。從圖11可以看出下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4的最大電壓應(yīng)力分別約為18、20、20、19 V；從圖12可以看出上臂開關(guān)管SS1、SS2、SS3、SS4的最大電壓應(yīng)力分別約為30、32、30、18 V。由圖10(a)可以看出開關(guān)電容C1、C2、C3的電壓紋波0量Δv≈8.5 V，再結(jié)合表1，可以得到理論計(jì)算得下臂開關(guān)管S1、S2、S3、S4的最大電壓應(yīng)力分別為17.45、21.7、21.7、17.45 V；上臂開關(guān)管SS1、SS2、SS3、SS4的最大電壓應(yīng)力分別為30.65、34.9、34.9、17.45 V。通過實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)與理論計(jì)算值相比較可以得出理論分析的正確性。

圖10 不同移相方式電容C1、C2、C3及C4的電壓波形

圖11 移相2π(1-D)的下臂開關(guān)管電壓應(yīng)力波形

圖12 移相2π(1-D)控制上臂開關(guān)管電壓應(yīng)力波形

圖13為四相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器效率隨輸出功率變換率曲線圖。由圖13可知，該變換器的效率在150 W以內(nèi)大于90%，但隨著功率的增大其效率逐漸下降，這是由于變換器在低壓大電流工作條件下開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗所致，盡管如此在輸出功率為300 W時(shí)變換器的效率約為86%。

圖13 實(shí)測(cè)效率曲線

5 結(jié) 論

本文針對(duì)多相交錯(cuò)并聯(lián)高增益DC/DC變換器采用固定相移控制方式會(huì)隨著相數(shù)M的增加其只能在有限占空比范圍[(M-1)/M,1]內(nèi)實(shí)現(xiàn)均流的問題，提出一種可變移相的控制策略，該控制策略只要求相鄰兩相相移φ滿足2π(1-D)≤φ≤2πD即可使得M(M≥2)相交錯(cuò)并聯(lián)高增益變換器能夠在[0.5,1)占空比范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，其均流條件與變換器的相數(shù)無關(guān)。在此控制策略下，詳細(xì)分析了該變換器的輸出/輸入電壓增益、各相電流以及開關(guān)器件應(yīng)力。最后搭建了一臺(tái)四相功率300 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的有效性和正確性。

由于該變換器不僅輸入電壓低且其輸入/輸出電壓變比很大(約14.5)，工作時(shí)運(yùn)行在較大占空比，在較大功率運(yùn)行條件下其開關(guān)管導(dǎo)通損耗和磁元件損耗均較大，因而效率偏低(約86%)。為進(jìn)一步提升變換器的效率，需要重新優(yōu)化設(shè)計(jì)磁元件或增加并聯(lián)數(shù)，來減小占空比，降低導(dǎo)通損耗。此外，本文所提方法與傳統(tǒng)固定相移控制方式相比，其輸入電流紋波稍大。