周凱，顧福森，楊嵇森

(哈爾濱理工大學(xué) 汽車電子驅(qū)動控制與系統(tǒng)集成教育部工程研究中心，哈爾濱 150080)

0 引 言

隨著能源危機和環(huán)境污染的日益嚴重，節(jié)能而環(huán)保的電動汽車變得越來越普及。車載充電機和大功率DC/DC變換器是電動汽車的重要組成部分，但車載充電機和DC/DC模塊往往都是獨立運行的，進而造成裝配空間大，成本高等缺點[1-2]。本文提出了一種單變壓器控制雙輸出端口電路，滿足車載充電系統(tǒng)高效、高功率密度、高組分密度等要求[3]。主電路拓撲結(jié)構(gòu)為LLC諧振電路，其解決了傳統(tǒng)諧振變換器功率損耗較大的問題。相比于常規(guī)諧振變換器，LLC型諧振變換器具有諸多優(yōu)點：其可獲得較寬范圍的輸出電壓；能夠運行在全負載范圍內(nèi)，并實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓導(dǎo)通(zero-voltage switching, ZVS)；所有的寄生元器件，包括半導(dǎo)體器件的結(jié)電容、變壓器的漏磁電感和激磁電感等，都是通過充放電的過程參與實現(xiàn)ZVS[4]?？刂齐娐凡捎靡活w控制芯片實現(xiàn)調(diào)節(jié)原邊側(cè)轉(zhuǎn)換電路和副邊側(cè)轉(zhuǎn)換電路開關(guān)管的通斷時間，從而靈活地控制2個輸出端口電壓，其具有調(diào)壓精確，抗干擾能力強等優(yōu)點[5]。

1 雙輸出端口充電電路

圖1為雙輸出端口充電電路的基本拓撲，包括與功率因數(shù)校正(power factor correction, PFC)電路連接的變壓器原邊側(cè)電路，與車載動力電池連接的高壓側(cè)充電電路、與車載低壓電池連接的低壓側(cè)輸出電路，該電路將車載充電機模塊和DC/DC模塊進行集成，由一個變壓器T1進行耦合連接，可實現(xiàn)高壓輸出和低壓輸出兩種工作模式。

圖1 雙輸出端口車載充電機電路

前級功率因數(shù)校正電路包括碳化硅場效應(yīng)管(SiC-MOSFET)S1、S2，SiC-MOSFET的體二極管Ds1、Ds2和功率開關(guān)管S3、S4。變壓器原邊正側(cè)電路包括功率開關(guān)管Q1～Q4，原邊正側(cè)電容Cr，電感Lr和變壓器T1的原邊繞組W1，原邊電路負責(zé)把前級PFC電路傳遞過來的高壓直流電轉(zhuǎn)化為高頻電壓脈沖。高壓側(cè)充電電路包括功率開關(guān)管Q5～Q8、維持電容C2和變壓器T1的第二繞組W2，該電路可將原邊側(cè)的高頻電壓脈沖轉(zhuǎn)化為直流輸出，維持電容C2的兩端為高壓輸出端，連接車載動力電池。低壓側(cè)輸出電路包括功率開關(guān)管Q9、Q10以及輸出電容C3，構(gòu)成整流電路。外部控制電路通過調(diào)節(jié)高壓側(cè)開關(guān)管的占空比實現(xiàn)降壓，降壓后的能量通過變壓器耦合，向低壓側(cè)傳輸能量，最后由低壓側(cè)開關(guān)管整流，其輸出給低壓電池，為車載系統(tǒng)提供低壓電源。

1.1 充電機工作模式

當(dāng)集成電路工作在充電機模式時，外部電路通過控制原邊側(cè)MOSFET的開關(guān)頻率，使其工作頻率穩(wěn)定在諧振頻率附近，電路為調(diào)頻工作模式，如圖2所示。同時，高壓側(cè)充電電路的開關(guān)管工作在整流模式，此工作模式下，交流電源經(jīng)功率因數(shù)校正電路處理后，通過變壓器T1將能量傳遞至高壓側(cè)充電電路，從而向車載高壓電池充電。外部電路通過改變Q1～Q4的開關(guān)頻率和Q5～Q8的占空比，即可調(diào)節(jié)高壓側(cè)充電電路的輸出電壓[6-7]。

圖2 高壓側(cè)工作模式

1.2 DC/DC工作模式

當(dāng)集成電路工作在DC/DC模式時，高壓電池為輸入端，外部電路通過控制高壓側(cè)電路開關(guān)管的占空比，調(diào)節(jié)變壓器W2兩端電壓，能量通過變壓器W2繞組和變壓器W3、W4繞組，向低壓側(cè)電路傳輸能量，此時低壓電路的開關(guān)管工作在整流模式[8-9]，如圖3所示。

圖3 低壓側(cè)工作模式

2 系統(tǒng)參數(shù)的設(shè)計

由基波近似法，得到全橋LLC諧振變換器的等效電路[10-11]，如圖4所示。

圖4 LLC諧振變換器交流等效電路圖

高壓側(cè)負載折算到原邊的電阻為

(1)

式中：N為變壓器的匝數(shù)比；Ro為負載等效電阻。

求出歸一化電壓增益Mg(Fn,Ln,Q)的表達式為

(2)

式中：Ln為電感系數(shù)；Fn為歸一化頻率；Q為品質(zhì)因數(shù)。

(3)

式中：Lr為諧振電感；Lm為勵磁電感。

(4)

式中：變換器的諧振頻率fr1=160 kHz；Fs為原邊側(cè)功率管的開關(guān)頻率。

(5)

由圖4可知，諧振變換器的輸入阻抗Zin表達式為

(6)

當(dāng)Zin的虛部為0，可求得工作在感性區(qū)的最大品質(zhì)因數(shù)為

(7)

1)電感系數(shù)Ln。

若Ln的取值較大，可能造成諧振變換器的工作頻率范圍加寬，減少磁性元件的使用壽命。所以Ln選取越小越好。但是，Ln的大小還要由其他因素定義，綜合以上考慮，Ln的經(jīng)驗值在1到6之間，本電路選取Ln=3。

2)計算最大增益Mg_max和最小增益Mg_min。

(8)

式中：Vout_max為輸出最大電壓；Vin_min為最小輸入電壓；Vof為副邊側(cè)開關(guān)管的管壓降(Vof=1 V)。

(9)

式中：Vout_min為輸出最小電壓；Vout_max為輸出最大電壓；Vof為副邊側(cè)開關(guān)管的管壓降(Vof=1 V)。

3)計算最大工作頻率和最小工作頻率。

當(dāng)Ln=3時，歸一化電壓增益Mg(Fn,Ln,Q)隨歸一化頻率Fn變化的工作特性曲線如圖5所示。

圖5 歸一化電壓增益工作特性曲線

當(dāng)品質(zhì)因數(shù)Q為0時，歸一化電壓增益曲線與最小電壓增益曲線的交點為a2，其橫坐標(biāo)對應(yīng)的Fn為最大開關(guān)頻率，得到的最大開關(guān)頻率為

(10)

當(dāng)品質(zhì)因數(shù)Q為Qmax時，歸一化電壓增益曲線與最大電壓增益曲線的交點為a1，其橫坐標(biāo)對應(yīng)的Fn為最小開關(guān)頻率，得到的最小開關(guān)頻率為

(11)

4)計算諧振網(wǎng)絡(luò)品質(zhì)因數(shù)Q。

Q值越大，表示變換器的帶載能力越強，其最大增益會減小，有可能達不到變換器所需要的最大增益。Q值越小，帶載能力越弱，最大增益越大。但拐點頻率Fn變小，即變換器工作頻率范圍變寬，不利于開關(guān)管的工作，故選取的Q值要折中考慮。

(12)

5)計算諧振電感Lr、勵磁電感Lm、諧振電容Cr。

品質(zhì)因數(shù)Q的表達式為

(13)

由上式得諧振電容表達式及計算值為

(14)

本設(shè)計中為適應(yīng)諧振電容相關(guān)規(guī)格選取Cr為62 nF。

由式(13)得諧振電感Lr表達式及計算值為

(15)

選取Lr為33 μH。

勵磁電感Lm表達式及計算值為

Lm=LnLr=100 μH。

(16)

本文為了滿足開關(guān)管的零電壓關(guān)斷，設(shè)定死區(qū)時間Td=450 ns。

6)功率MOSFET的選擇和損耗計算。

前級MOSFET導(dǎo)通損耗表達式為

(17)

式中：Ipri_rms為開關(guān)管的平均電流；Rds_on為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

前級 MOSFET容性損耗為

(18)

式中：Eoss為原邊側(cè)開關(guān)管的極間電容Coss的兩端電壓；Ioff_point為開關(guān)管的關(guān)斷電流。

前級MOSFET開關(guān)損耗為

Ploss_VD=Idiode_avgVof=2.02 W。

(19)

式中Idiode_avg為開關(guān)管MOSFET的平均電流。

雙輸出端口充電機采用耐壓值600 V，通態(tài)電阻為80 mΩ的SiC-MOSFET。在25 ℃時允許最大工作電流63 A，允許最大脈沖電流為277 A。導(dǎo)通延遲時間為20 ns，上升時間為18 ns，關(guān)斷延時時間為85 ns，下降時間為6 ns，滿足高頻逆變器對開關(guān)器件的時間要求。原邊電路二極管選擇恢復(fù)時間為45 ns的超快恢復(fù)二極管，最大導(dǎo)通壓降等于2.1 V，最大反向耐壓為1 200 V，最大導(dǎo)通電流為30 A。

3 雙輸出端口的控制

當(dāng)雙輸出端口電路工作在充電模式時，其控制策略如圖6所示。將輸出電壓Vo與基準電壓Vo_ref作差，誤差值經(jīng)過電壓控制器PIv(s)，其輸出量與電流預(yù)設(shè)值Io_ref比較，當(dāng)輸出電流預(yù)設(shè)值Io_ref小于電壓控制器PIv(s)的輸出量時，min(x,y)模塊的輸出量為Io_ref。再將輸出電流Io與Io_ref作差，得到的電流誤差值通過電流控制器PIi(s)，其輸出信號通過脈沖頻率調(diào)制技術(shù)(PFM)控制開關(guān)管Q1，Q4和Q2，Q3的開關(guān)頻率，實現(xiàn)LLC諧振變換器恒流充電；當(dāng)Io_ref大于PIv(s)的輸出量時，min(x,y)模塊的輸出量為PIv(s)的輸出量，此時PIi(s)和PIv(s)共同作用，通過PFM控制開關(guān)管Q1，Q4和Q2，Q3的開關(guān)頻率，實現(xiàn)LLC諧振變換器恒壓充電。

圖6 LLC變換器的控制策略

LLC諧振變換器包含多個工作狀態(tài)，利用分段線性空間法建立相應(yīng)的狀態(tài)空間模型，采用擴展描述函數(shù)法，將系統(tǒng)方程組中的非線性項進行線性近似處理，得出了LLC諧振電路開關(guān)頻率至輸出電壓的傳遞函數(shù)[12-14]為

(20)

式中Q為諧振網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)，fesr、fcl、Kvf的表達式為：

(21)

(22)

式中：輸出電容為1 000 μF；輸出電容的寄生電阻RC為1 Ω；輸出電阻RL為30 Ω；開關(guān)頻率Fs為100 kHz。通過計算可得fesr=103、fcl=33.3。

(23)

化簡式(23)可得到Kvf=0.004 8。

由式(20)～式(23)，得到LLC諧振變換器系統(tǒng)開關(guān)頻率到輸出電流的傳遞函數(shù)為

(24)

3.1 電流內(nèi)環(huán)PI控制器

由式(24)可以得到未加入電流PI控制的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖，如圖7所示。該系統(tǒng)在低頻段的增益較低，截止頻率較小。

圖7 未加入電流PI控制器的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖

由于未矯正前的電路為0型系統(tǒng)，因此需要PI補償，提高系統(tǒng)的型別，使系統(tǒng)以-20 dB/dec的斜率下降并穿越0線，從而提高系統(tǒng)的相位裕度。當(dāng)電路處于高壓側(cè)工作模式時，外部電路采用雙閉環(huán)控制策略，其包括電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，每一環(huán)節(jié)都應(yīng)該穩(wěn)定并具有足夠的裕量。

加入電流內(nèi)環(huán)PI控制器

電流內(nèi)環(huán)PI控制器的表達式為

(26)

根據(jù)圖8可以得到，電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)表達式為

圖8 電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)框圖

(27)

通過化簡式(27)可得到φLLCi(s)的傳遞函數(shù)，其波特圖如圖9所示。

圖9 加入電流PI控制器的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖

φLLCi(s)=

(28)

由圖9可以看出，系統(tǒng)的截止頻率為760 rad/s，相位裕度為61.5°，能滿足系統(tǒng)穩(wěn)定調(diào)節(jié)的需求，并且該系統(tǒng)具有較為平穩(wěn)的中頻段寬度。

3.2 電壓外環(huán)PI控制器

未加入電壓外環(huán)PI控制器時，電壓控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為

GLLCv(s)=φLLCi(s)RL。

(29)

通過化簡式(29)可得到未加入電壓PI控制的系統(tǒng)傳遞函數(shù)，其表達式為

GLLCv(s)=

(30)

波特圖如圖10所示，GLLCv(s)在低頻段增益較低、下降率幾乎為0，從而導(dǎo)致截止頻率過大。

圖10 未加入電壓PI控制器的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖

由于P環(huán)節(jié)對系統(tǒng)的幅頻特性影響較大，對系統(tǒng)的相頻特性影響較小，而I環(huán)節(jié)對系統(tǒng)的幅頻特性影響較小，對系統(tǒng)的相頻特性影響較大，可以增加外環(huán)PI環(huán)節(jié)來改善截止頻率過大的問題。

加入電壓外環(huán)PI控制器，如圖11所示。

圖11 電壓外環(huán)系統(tǒng)框圖

電壓外環(huán)PI控制器的表達式為

(31)

由此得到加入電壓外環(huán)PI控制器后的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖，如圖12所示。

圖12 加入電壓外環(huán)PI控制器的系統(tǒng)傳遞函數(shù)波特圖

加入電壓外環(huán)PI控制器后的系統(tǒng)截止頻率為589 rad/s，相位裕度為62.6°。此閉環(huán)系統(tǒng)抗擾性能較強。

4 仿真與實驗驗證

4.1 工作特性仿真

為了分析雙輸出端口充電電路的工作特性，將該電路在Saber中進行仿真分析[15]，主要元器件的選擇如下：諧振電容Cr=62 nF；諧振電感Lr=33 μH；勵磁電感Lm=100 μH；變壓器的匝數(shù)比N=2∶1。

高壓側(cè)諧振腔仿真波形(輸出電壓300 V)如圖13所示，功率管的開關(guān)頻率增加到最大開關(guān)頻率(204.6 kHz)附近，副邊側(cè)整流MOSFET實現(xiàn)零電流關(guān)斷(zero-current switching, ZCS)，減小開關(guān)損耗。

圖13 諧振腔電壓電流波形(輸出電壓300 V)

高壓側(cè)諧振腔仿真波形(輸出電壓400 V)如圖14所示，功率管的開關(guān)頻率接近于最小開關(guān)頻率(57.042 kHz)。副邊側(cè)整流MOSFET中的電流自然下降到零點，同樣可以實現(xiàn)開關(guān)管的零電流關(guān)斷，提高系統(tǒng)的總體效率。

圖14 諧振腔電壓電流波形(輸出電壓400 V)

4.2 實驗驗證

圖15是所設(shè)計的雙輸出端口充電機的實驗樣機，該樣機主要包括AC-DC、DC-DC、DSP控制電路、電壓電流的采樣電路以及保護電路。其中DC-DC主要由全橋LLC諧振電路和低壓側(cè)整流電路構(gòu)成。

圖15 雙輸出端口充電機硬件

圖16為充電機在工作時，原邊正側(cè)電路開關(guān)管的工作波形。當(dāng)驅(qū)動信號Vgs到來之前，開關(guān)管的漏源極電壓Vds已經(jīng)被其體二極管拉至零電位，實現(xiàn)原邊正側(cè)電路功率開關(guān)管的ZVS，減小開關(guān)管的開通損耗。

圖16 原邊開關(guān)管工作波形

在輸出電壓300 V的情況下，諧振電流ILr、諧振電容電壓VCr、高壓側(cè)中心點電壓Vab波形如圖17所示?？蛰d時，諧振電流ILr呈三角波的形狀，與帶載時的正弦波諧振電流有很大區(qū)別。事實上，由于此時變壓器副邊側(cè)幾乎沒有電流流過，副邊側(cè)開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)，此時勵磁電感將一直參與諧振，使諧振腔電流波形近似為三角波。

圖17 空載時諧振腔電流電壓波形(輸出電壓300 V)

輸出電壓為400 V時，諧振電流ILr繼續(xù)呈現(xiàn)三角波形狀，諧振電流ILr增大，如圖18所示。

圖18 空載時諧振腔電流電壓波形(輸出電壓400 V)

圖19為滿載時諧振電容電壓VCr、諧振電流ILr的波形。由圖可知，在滿載、開關(guān)頻率大于諧振頻率時，勵磁電感始終沒有參與諧振，而是一直被鉗位。當(dāng)原邊側(cè)中心點電壓Vab突變時，原邊的諧振電流ILr發(fā)生較大的畸變。該情況下，開關(guān)管的關(guān)斷損耗比較明顯。

圖19 滿載時諧振腔電壓電流波形(輸出電壓300 V)

圖20為輸出電壓400 V、滿載時的諧振腔電壓電流波形，可以看到諧振電流基本呈現(xiàn)正弦波形狀，其與上圖的波形基本一致，只是諧振電流ILr略大。

圖20 滿載時諧振腔電壓電流波形(輸出電壓400 V)

5 結(jié) 論

雙輸出端口的車載充電機是集成在同一塊變壓器T1上的充電電路和DC/DC電路，該電路通過采集高壓側(cè)電壓和高壓側(cè)電流，將其二者進行比較補償。將采集的低壓側(cè)電壓和低壓側(cè)電流與預(yù)設(shè)值相比較，獲得整流時間。最終由中央控制器來控制所有開關(guān)管的通斷，在此基礎(chǔ)上實現(xiàn)充電機工作模式和DC/DC工作模式轉(zhuǎn)換。實驗結(jié)果表明當(dāng)電路工作在兩種模式下，LLC諧振變換器均能實現(xiàn)軟開關(guān)。