金彥亮, 王 雪, 羅雪濤, 聶 宏

(上海大學(xué)通信與信息工程學(xué)院, 上海 200444)

隨著全社會(huì)對(duì)人體健康的關(guān)注度越來(lái)越高, 傳統(tǒng)的醫(yī)療設(shè)備不斷地受到挑戰(zhàn), 人們?cè)噲D尋找更便捷的醫(yī)療設(shè)備和更方便的通信手段來(lái)監(jiān)測(cè)健康.2012 年, IEEE 工作組提出了一種適用于無(wú)線個(gè)人體域網(wǎng)(wireless body area network, WBAN)通信的協(xié)議[1].無(wú)線個(gè)人體域網(wǎng)主要涉及一系列附著在人體表面或植入人體體內(nèi)的傳感器節(jié)點(diǎn)與其他體外設(shè)備之間的通信.由于每個(gè)傳感器可以隨身攜帶或植入人們的身體, 通過可穿戴數(shù)據(jù)采集設(shè)備就可以實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程監(jiān)控人體健康狀態(tài)的目標(biāo)[2].個(gè)人體域網(wǎng)通信協(xié)議主要使用符合醫(yī)療和通信監(jiān)管機(jī)構(gòu)的工業(yè)、科學(xué)和醫(yī)療(industrial, scientific and medical, ISM)頻段和其他頻段來(lái)進(jìn)行工作, 同時(shí)要求傳感器設(shè)備必須在非常低的發(fā)射功率下工作, 從而最大限度地降低對(duì)身體的特定吸收率并延長(zhǎng)電池壽命.為了防止某些涉及病人隱私或者攜帶了敏感信息的通信數(shù)據(jù)的泄露, 該協(xié)議通過一些調(diào)制手段保證了較高的安全性.超寬帶(ultra wideband, UWB)通信系統(tǒng)具有傳輸速率高、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低等特點(diǎn)[3], 在短距離通信的應(yīng)用方面吸引了越來(lái)越多學(xué)者的研究興趣.

脈沖超寬帶(impulse radio ultra-wideband, IR-UWB)通信系統(tǒng)面臨的主要挑戰(zhàn)是接收端信號(hào)的同步問題.由于極窄的發(fā)送信號(hào)脈沖(納秒級(jí))及密集多徑的信道環(huán)境, IR-UWB 通信系統(tǒng)的同步過程將比通常的通信系統(tǒng)更加復(fù)雜[4-5].目前, IR-UWB 通信系統(tǒng)的同步領(lǐng)域已經(jīng)取得了一些研究成果, 但同時(shí)也存在著一些問題.數(shù)據(jù)輔助延遲估計(jì)技術(shù)的同步方案[6-8], 由于其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜, 故不適用于無(wú)線個(gè)人體域網(wǎng)[9].其他的一些算法則將同步問題作為信道估計(jì)的一部分.例如, Torturela 等[10]通過使用最小二乘法, 連續(xù)放寬全秩信道估計(jì)來(lái)找到稀疏信道估計(jì).Carbonelli[11]提出尋找接收信號(hào)和本地模板之間的最小歐幾里德距離, 且要求很高的采樣率來(lái)滿足2 維搜索算法的精度, 并且由于該過程都是數(shù)字的, 因此需要非常快的基于蟻群算法的去中心化(ant delete center, ADC)協(xié)議.Chougrani 等[12]提出了嚴(yán)格針對(duì)IEEE 802.15.6 協(xié)議的同步算法, 該同步算法主要基于幀同步頭序列的特點(diǎn), 利用序列脈沖間不同的時(shí)間間隔來(lái)實(shí)現(xiàn)同步.Kang 等[13]在該協(xié)議的基礎(chǔ)上, 對(duì)發(fā)送符號(hào)物理層的同步頭內(nèi)容做了改變, 因此并不嚴(yán)格遵守該協(xié)議.

本工作研究了IEEE 802.15.6 協(xié)議下IR-UWB 通信系統(tǒng)的發(fā)送機(jī)和接收機(jī)方案, 提出了一種針對(duì)該協(xié)議的同步算法.本算法基于IEEE 802.15.6 協(xié)議中物理層幀同步頭的結(jié)構(gòu), 提出了滑動(dòng)窗口和積分乘法的思想.另外, 本工作在加性高斯白噪聲信道和多徑信道下進(jìn)行了系統(tǒng)仿真, 分析了信噪比(signal noise ratio, SNR)和信干噪比(signal interference ratio, SIR)不同時(shí)算法的同步性能.

1 系統(tǒng)模型

根據(jù)IEEE 802.15.6 協(xié)議[1], 發(fā)送端物理層的幀結(jié)構(gòu)由級(jí)聯(lián)的同步頭(synchronization header, SHR)、物理層幀頭(physical header, PHR)和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(physical sublayer service data unit, PSDU)組成(見圖1).根據(jù)協(xié)議中規(guī)定的發(fā)送順序, 由前導(dǎo)碼和幀起始分割符組成的同步頭部分首先被發(fā)送; 接下來(lái), 由24 個(gè)比特組成的物理層頭和承載著發(fā)送信息的物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元再被發(fā)送.物理層頭中的比特信息主要描述了物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元的信息傳輸速率和數(shù)據(jù)域的幀長(zhǎng)度等參數(shù)信息.為了保證物理層頭比特信息的正確性, 待發(fā)送數(shù)據(jù)分別通過了循環(huán)冗余校驗(yàn)和BCH(40, 28)的編碼器.

圖1 UWB 物理層幀結(jié)構(gòu)Fig.1 Physical layer frame structure of UWB

在發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí), 物理層的數(shù)據(jù)服務(wù)單元先被存儲(chǔ)在TX FIFO[11]中; 之后, 這些比特?cái)?shù)據(jù)會(huì)依次經(jīng)過擾碼器、BCH 編碼器、比特填充和比特交織塊, 通過這一系列的操作來(lái)提高整個(gè)通信系統(tǒng)的魯棒性.

1.1 脈沖波形

根據(jù)IEEE 802.15.6 協(xié)議, 發(fā)送的波形w(t)可以是單脈沖或者多脈沖串聯(lián)的形式,

式中:Ncpb為大于等于1 的整數(shù);Tp為單脈沖p(t)的持續(xù)時(shí)間;Tw為脈沖波形持續(xù)時(shí)間.為了減少發(fā)送連續(xù)相同極性的脈沖而引起的頻譜尖端問題, 發(fā)送信號(hào)需要經(jīng)過靜態(tài)擾碼或者動(dòng)態(tài)擾碼來(lái)改變頻譜的波形.IEEE 802.15.6 協(xié)議中物理層幀的同步頭部分采用靜態(tài)擾碼連續(xù)脈沖波形:

靜態(tài)擾碼序列中Ncpb和si的關(guān)系如表1 所示.

表1 靜態(tài)擾碼序列Table 1 Static scrambling sequence

根據(jù)802.15.6 協(xié)議, IEEE 工作組推薦了3 種發(fā)送單脈沖波形, 分別是短脈沖信號(hào)、混沌信號(hào)和啁啾信號(hào), 但不強(qiáng)制使用.但是, 脈沖的持續(xù)時(shí)間和發(fā)送頻率必須符合IEEE 802.1.5.6工作組針對(duì)物理層幀數(shù)據(jù)提出的限制要求.此外, 脈沖形狀必須滿足發(fā)射頻譜掩模條件.

采用短脈沖信號(hào)波形作為IR-UWB 的脈沖, 脈沖r(t)表示為

根據(jù)協(xié)議, 式(3)中的滾降因子β= 0.5,T為1/499.2 MHz.圖2 為中心頻率為3 993.6 MHz時(shí)短脈沖信號(hào)的功率譜密度(power spectral density, PSD).由圖2 可以看出, 表示功率譜密度的曲線完全被表示頻譜發(fā)射掩模的曲線包圍, 表明該協(xié)議下的頻譜發(fā)射符合掩模標(biāo)準(zhǔn).

圖2 中心頻率為3 993.6 MHz 時(shí)短脈沖信號(hào)的功率譜密度Fig.2 PSD of the short pulse centered at 3 993.6 MHz

1.2 同步頭

根據(jù)IEEE 802.15.6 協(xié)議, 同步頭由前導(dǎo)碼和幀起始分隔符兩部分組成: 第一部分主要負(fù)責(zé)定時(shí)同步、分組檢測(cè)和載波頻率偏移恢復(fù); 第二部分是幀同步的起始分割符.

同步頭由4 個(gè)相同的Si和1 個(gè)組成.Si是由Kasami 序列(見表2)通過填充L ?1 個(gè)0組成的.如表2 所示, 這里有8 種可選的Kasami 序列.這些Kasami 序列被分為2 組, 當(dāng)選用奇數(shù)號(hào)的物理通信信道時(shí), 只能選用C1到C4的序列; 當(dāng)選用偶數(shù)號(hào)的物理通信信道時(shí), 只能選用C5到C8的序列.圖3 為Kasami 序列組成的符號(hào)結(jié)構(gòu), 其中0 的填充周期是LTw.幀起始分隔符(start frame delimiter, SFD)為, 這樣的SFD 組成結(jié)構(gòu)與前導(dǎo)碼具有比較低的互相關(guān)性, 使得從前導(dǎo)碼到SFD 的相關(guān)性的轉(zhuǎn)變不會(huì)降低SFD 的檢測(cè)性能.

圖3 Kasami 序列組成的符號(hào)結(jié)構(gòu)Fig.3 Construction of synchronization symbols from a Kasami sequence

表2 8 個(gè)Kasami 序列Table 2 Eight Kasami sequences

1.3 SHR 的調(diào)制

本工作中Kasami 序列的一個(gè)元素的周期LTw為128 ns, 對(duì)于Kasami 序列中的每一個(gè)元素, 都以持續(xù)時(shí)間Tw為8 ns,L為16 的脈沖波形進(jìn)行發(fā)送.由于采用脈沖簇的方式, 因此選用了Ncpb為4 時(shí)對(duì)應(yīng)的靜態(tài)擾碼序列(見表1).

2 同步算法

文獻(xiàn)[12]的算法主要利用了同步頭中脈沖之間時(shí)間距離的不同.在IEEE 802.15.6 標(biāo)準(zhǔn)下, UWB物理幀的同步頭由Kasami 序列組成, 且有8 種可選的Kasami 序列.這里以第四個(gè)Kasami 序列C4為例介紹該算法的原理.當(dāng)發(fā)送該序列時(shí), 將在第一個(gè)時(shí)隙發(fā)送脈沖, 接下來(lái)的3 個(gè)時(shí)隙不發(fā)送任何內(nèi)容; 然后, 再在新時(shí)隙發(fā)送一個(gè)脈沖.在接收方, 意味著前2 個(gè)脈沖之間存在4 個(gè)時(shí)間間隔.整個(gè)序列每前后2 個(gè)脈沖之間的時(shí)間間隔DC4如圖4 所示.

圖4 Kasami 序列C4 表示Fig.4 Representation for Kasami sequence C4

同步算法主要是基于時(shí)間間隔和狀態(tài)機(jī)來(lái)實(shí)現(xiàn)的.基于時(shí)間間隔的先驗(yàn)信息再結(jié)合狀態(tài)機(jī), 可以來(lái)檢查接收符號(hào)和預(yù)期符號(hào)之間的相關(guān)性.當(dāng)接收端接收到脈沖時(shí), 時(shí)間計(jì)數(shù)器被復(fù)位, 并且當(dāng)接受下一個(gè)脈沖時(shí), 其值變?yōu)? 個(gè)脈沖之間的間隔時(shí)間.這是可能的, 因?yàn)閭鬏斶^程在802.15.6 IR-UWB PHY 中是分時(shí)隙的, 并且在接收到的時(shí)隙持續(xù)時(shí)間內(nèi)沒有足夠能量意味著沒有脈沖到來(lái).

根據(jù)IEEE 802.15.6 協(xié)議中幀同步頭的結(jié)構(gòu)組成, 提出一種新的同步算法.幀同步頭部分包括符號(hào)Si的4 次重復(fù)和Si的反轉(zhuǎn).對(duì)于Si, 可以選擇任意一組Kasami 序列, 每個(gè)序列包含長(zhǎng)度為63 的比特串; 在確認(rèn)Kasami 序列之后, 在每個(gè)Ci之后附加值為0 的15 個(gè)比特以形成完整的符號(hào)Si; 最后利用同步頭執(zhí)行接收信號(hào)的同步.

基于對(duì)Si序列的先驗(yàn)知識(shí), 可以使用8 組不同的模板來(lái)收集接收信號(hào)的能量.8 組模板分別對(duì)應(yīng)于8 組Kasami 序列, 且模板長(zhǎng)度等于Si符號(hào)的長(zhǎng)度(見圖5).通過檢測(cè)接收信號(hào), 對(duì)其進(jìn)行平方積分, 而后與本地的模板進(jìn)行相關(guān), 取得最終結(jié)果.上述過程表示為

圖5 基于IEEE 802.15.6 同步頭的同步算法過程Fig.5 Synchronization process based on the SHR of IEEEE 802.15.6

式中:Ri(i= 1,2,···,8)分別代表第i個(gè)模板和接收信號(hào)的積分結(jié)果;y(t) 代表接收信號(hào);Mij(i= 1,2,···,8,j= 1,2,···,63)代表本地模板,i代表第i個(gè)模板,j表示這個(gè)模板中的第j個(gè)元素;T表示積分時(shí)間;t0是積分起點(diǎn),t0=kTs,Ts為積分滑動(dòng)步長(zhǎng);D=LTw, 表示Kasami 序列中每個(gè)元素的時(shí)間跨度.

考慮到同步頭由5 個(gè)符號(hào)構(gòu)成, 可以充分利用該特性來(lái)提高同步的精度, 因此在5 個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度內(nèi)進(jìn)行積分求和.前4 個(gè)符號(hào)按模板進(jìn)行相乘積分相加, 因?yàn)榈谖鍌€(gè)符號(hào)是序列取反, 所以將模板取反后再積分相加, 故式(4)可以改寫為

一般情況下, 式(5)和(6)中的Q設(shè)為4.然而在實(shí)際系統(tǒng)中, 當(dāng)接收信號(hào)已經(jīng)到達(dá)時(shí), 接收機(jī)可能還沒有做好相應(yīng)的準(zhǔn)備, 比如可能正在進(jìn)行自動(dòng)增益控制調(diào)整等, 這將會(huì)導(dǎo)致同步頭序列不能被完整接收.在這種情況下, 接收機(jī)可能會(huì)丟失幾個(gè)符號(hào), 這時(shí)如果Q取4, 就會(huì)引進(jìn)很多無(wú)效的噪聲信號(hào), 增大算法誤差, 因此Q取值過大會(huì)導(dǎo)致同步的成功率降低.Q的取值一般按實(shí)際情況來(lái)設(shè)置, 可以設(shè)置為1, 2, 3, 4 中任意一個(gè)數(shù)值.歸一化后的積分表達(dá)式為

如果模板的起點(diǎn)和接收信號(hào)的同步頭起點(diǎn)對(duì)齊, 且模板和接收信號(hào)使用的是同一個(gè)Kasami 序列, 那么在整個(gè)滑動(dòng)積分相乘的過程中, 將會(huì)有一個(gè)峰值出現(xiàn), 該峰值出現(xiàn)的時(shí)刻即對(duì)應(yīng)接收信號(hào)同步頭的起始時(shí)刻, 也即同步捕獲成功.

在實(shí)際操作時(shí), 首先需要確定一個(gè)閾值, 然后把在Q個(gè)符號(hào)上的積分結(jié)果和閾值作對(duì)比.如果大于閾值, 則判決相位正確, 同步捕獲成功; 否則, 可以將積分起點(diǎn)滑動(dòng)一個(gè)積分步長(zhǎng)的距離, 滑動(dòng)步長(zhǎng)可以靈活設(shè)定, 再進(jìn)行同步檢測(cè).

3 仿真結(jié)果

本工作分別在加性高斯白噪聲信道和CM4 信道下進(jìn)行同步算法的仿真.由于CM4 為多徑信道, 因此接收端的接收信號(hào)中存在著大量的碼間干擾.每個(gè)信道模型下的仿真參數(shù)設(shè)置如表3 所示, 均嚴(yán)格遵守802.15.6 協(xié)議.

表3 仿真參數(shù)設(shè)置Table 3 Simulation parameter setting

根據(jù)上述分析可知, 算法的執(zhí)行過程中會(huì)出現(xiàn)一個(gè)峰值.因此, 設(shè)置合適的閾值來(lái)檢測(cè)同步點(diǎn)很重要.在滑動(dòng)過程中, 一旦積分值超過該閾值, 相應(yīng)的時(shí)間就是同步點(diǎn)的時(shí)間.

圖6(a)～(c)為當(dāng)SNR 相同、SIR 不同時(shí)同步算法的仿真結(jié)果.對(duì)比可以看出, 不同的SIR對(duì)峰值的影響很小, 表明同步算法在強(qiáng)窄帶干擾條件下仍有較好的適用性.從圖6(f)可以看出, 在Ci ?=Mi(同步頭和模板不匹配)的情況下, 振幅有很多峰值, 表明算法不起作用.

當(dāng)SNR 為15 dB 時(shí), 一旦歸一化后的積分值超過0.35, 就可以檢測(cè)到同步點(diǎn), 此時(shí)的閾值可以設(shè)置為0.35 以上.結(jié)合圖6(a)和(d), 如果閾值設(shè)置為0.35, 則當(dāng)SNR 為10 dB 時(shí)不能捕獲同步.因此, 閾值的設(shè)置要考慮SNR 的大小.在當(dāng)前系統(tǒng)中, 當(dāng)閾值為0.35 時(shí), 除去SNR低于15 dB 的情況, 系統(tǒng)整體表現(xiàn)最佳.圖6(e)表明: 同步的搜索時(shí)間受到積分步長(zhǎng)值的影響,當(dāng)積分步長(zhǎng)從1 變?yōu)? ns 時(shí), 系統(tǒng)的搜索時(shí)間減少到原始時(shí)間的一半; 同時(shí), 步長(zhǎng)越大同步的精度越低.

圖6 同步算法輸出結(jié)果Fig.6 The output of slide multiply and integral of the algorithm

圖7 為強(qiáng)窄帶干擾存在時(shí)(SIR 為?3 dB) 不同采樣率下的高斯和多徑信道中同步算法的平均同步誤差(假設(shè)已經(jīng)設(shè)定適當(dāng)閾值).從圖7 可以看出, 加性高斯白噪聲信道下的同步誤差明顯小于CM4 多徑通道, 這是因?yàn)槎鄰叫诺赖拿恳淮涡诺缹?shí)現(xiàn)中, 每一條路徑的信號(hào)能量都會(huì)變化, 進(jìn)而影響接受信號(hào)的能量分布, 從而影響同步的精度與性能, 但2 種信道模式下其同步誤差都遠(yuǎn)小于一個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度128 ns.對(duì)比2 種不同采樣率下的同步結(jié)果, 可以看出采樣率的高低對(duì)同步的性能影響微小.

圖7 802.15.6 IR-UWB 系統(tǒng)中不同信噪比下的同步誤差Fig.7 MSE vs.SNR in 802.15.6 IR-UWB system

同步成功率是指在接收信號(hào)和本地同步模板相匹配的情況下, 算法可以成功檢測(cè)到同步頭的概率.圖8 為滑動(dòng)積分相乘算法和文獻(xiàn)[12]中算法的同步成功率, 每一個(gè)信噪比所對(duì)應(yīng)的同步成功率都是經(jīng)過1 000 次信道實(shí)現(xiàn)得出的.由圖8 可以看出, 本算法的同步成功率比文獻(xiàn)[12]中的算法有所改進(jìn).

圖8 CM4 信道下本算法和對(duì)比算法不同信噪比對(duì)應(yīng)的同步成功率Fig.8 Synchronization success rates of the proposed algorithm and the reference algorithm under CM4 channel

4 結(jié)束語(yǔ)

本工作主要研究了IEEE 802.15.6 協(xié)議下強(qiáng)窄帶干擾存在時(shí)的IR-UWB 系統(tǒng)的同步問題,通過應(yīng)用IEEE 802.15.6 標(biāo)準(zhǔn)中特定的物理層同步頭(8 組Kasami 序列) 提出了一種新型的滑動(dòng)積分相乘算法.通過和文獻(xiàn)[12]中的算法對(duì)比發(fā)現(xiàn), 本算法可以實(shí)現(xiàn)更高的同步成功率.在本算法中, 閾值可以被設(shè)置成一個(gè)合適的變量, 積分步長(zhǎng)也可以在仿真時(shí)被靈活設(shè)置, 采樣率的不同本算法同步性能的影響微小.