孫杰杉，楊金明，劉潤鵬，鄧梓穎

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641)

感應(yīng)電能傳輸(inductive power transfer，IPT)技術(shù)是一種利用磁場等軟介質(zhì)實現(xiàn)非接觸電能傳輸?shù)男滦凸╇娂夹g(shù)[1-2]，其以供電靈活、安全、穩(wěn)定性高及環(huán)境親和力強等優(yōu)點廣泛運用于消費電子產(chǎn)品、工業(yè)機器人、電動汽車和軌道交通等諸多領(lǐng)域[3-7]，避免了傳統(tǒng)插拔系統(tǒng)存在的接觸火花和插頭老化等弊端。目前，電動自行車具有環(huán)保、安全和低價等優(yōu)點，是人們不可或缺的一種交通工具，將小功率的 IPT電池充電運用于電動自行車具有廣闊的市場前景。

圖1所示為典型的電池充電曲線[8]，充電初期采用恒流(constant current,CC)模式，電池電壓迅速增加。當(dāng)電池電壓達(dá)到充電切換電壓時，采用恒壓(constant voltage,CV)模式充電，充電電流逐漸減小到接近于零，充電完成。圖1中電池等效電阻RB為充電電壓UB和充電電流IB之比。為了實現(xiàn)安全充電，延長電池的使用壽命和充放電次數(shù)，IPT電池充電必須提供恒定的電流和電壓。

圖1 典型鉛蓄電池充電曲線Fig.1 Typical charging curves of a lead-acid battery

目前，儲能電池充電多采用CC、CV相結(jié)合的方法,即先對儲能電池進(jìn)行CC充電,當(dāng)電壓達(dá)到一定數(shù)值時轉(zhuǎn)為CV充電[9-13],以解決CC過充和CV欠充的問題。文獻(xiàn)[14]采用SS/SP補償結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)CC充電，在負(fù)載變化的過程中通過頻率調(diào)節(jié)來實現(xiàn)。由于在分析過程中忽略了負(fù)荷變化范圍的影響，此方法只適用于一定的負(fù)荷范圍。文獻(xiàn)[15]提出采用串串和并串或串并和并并混合結(jié)構(gòu)及切換開關(guān),實現(xiàn)定頻方式為電池組進(jìn)行CV/CC無線充電。文獻(xiàn)[16]設(shè)計了一種閉環(huán)控制策略，能夠?qū)⒊潆婋妷汉碗娏鲗崟r反饋至一次側(cè)并對DC/DC變換器進(jìn)行控制，從而實現(xiàn)充電時的CV/CC輸出。在IPT系統(tǒng)原邊逆變器之前加入前級變換器[17]，通過控制變換器來輸出恒定電流或電壓,同時也可通過逆變器的變頻控制和定頻變占空比控制[18]輸出恒定電流或電壓，這幾種實現(xiàn)方式增加了控制復(fù)雜性且需要原副邊之間通信。本文基于原邊電路串并串補償和副邊電路串聯(lián)補償?shù)碾娐纺Ｐ?，使?個DD線圈和附加電容構(gòu)成用于電能傳輸?shù)闹欣^諧振電路，通過控制2個交流開關(guān)的關(guān)斷改變中繼諧振電路的結(jié)構(gòu)，從而實現(xiàn)系統(tǒng)的CC、CV切換。該方法無需原副邊通信也無需復(fù)雜的控制電路，還可實現(xiàn)零相角運行、工作頻率固定、開關(guān)零電壓，既降低了功率器件的額定功率，又提高了效率。最后，通過搭建實驗原理樣機驗證所提方法的可行性和有效性。該方法可應(yīng)用在耦合機構(gòu)位置相對固定沒有偏移的場合，如給電動自行車鉛蓄電池充電。將電動自行車?yán)喂痰貖A在充電樁中，其停放位置相對固定，這確保了線圈的精確安裝并且通常幾乎不存在錯位，此時即可通過控制交流開關(guān)的關(guān)斷實現(xiàn)鉛蓄電池高效率及穩(wěn)定的CC、CV充電。在實際應(yīng)用系統(tǒng)中，中繼變結(jié)構(gòu)線圈與接收線圈緊湊地放置于接收側(cè)，在共享充電樁的前提下，通過配置合適的耦合系數(shù)可以改變系統(tǒng)充電電流，可適用于不同規(guī)格(充電電流不同)的電動自行車。

1 充電系統(tǒng)拓?fù)浞治?/h2>

1.1 DD型線圈分析

目前線圈主要分為單極性和雙極性2種線圈。單極性線圈的繞制方式如圖2(a)所示，其產(chǎn)生的磁場都分布在該線圈的中心；雙極性線圈的繞制方式如圖2(b)所示，2個子線圈的繞制方向相反，大小相等，產(chǎn)生的磁場沿線圈軸分布，這種雙極性線圈也叫做DD線圈[19]。

圖2 單/雙極線圈結(jié)構(gòu)Fig.2 Single/bipolar coil structures

利用有限元分析軟件Maxwell對2個DD型線圈正對時的磁場分布進(jìn)行仿真驗證，搭建線圈的相對位置如圖3(a)所示，有限元分析的磁場分布如圖3(b)所示。由圖3可以看到線圈產(chǎn)生的磁場集中在線圈附近，兩線圈的中間空隙的磁場強度很小，幾乎可以忽略不計，結(jié)果與理論猜想一致，當(dāng)2個DD型線圈正對時，線圈產(chǎn)生的磁場大小相等方向相反，兩線圈中間的磁感應(yīng)強度幾乎為零，即兩線圈相互解耦。

1.2 系統(tǒng)補償拓?fù)浞治?/h3>

圖4為含中繼諧振電路的LCL/S補償拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖4中：Udc為直流電源；Uin為逆變橋交流輸出電壓；Iin為流經(jīng)補償電感La的電流；Us為全橋整流器的輸入電壓；Is為全橋整流器的輸入電流；La為發(fā)射線圈的補償電感(相應(yīng)的電感值為La，其他電感、電壓、互感、電阻依次類推)；Cr為濾波電容；Lp、Ls分別為發(fā)射線圈和接收線圈，由于線圈內(nèi)阻較小，因此在分析CC、CV特性時將其忽略；Ld1、Ld2分為中間諧振回路的2個DD型線圈，正對時線圈相互解耦，此時系統(tǒng)只存在Ld1和Lp的互感M1以及Ld2和Ls的互感M2；CP、Cd1、Cd2、Cs均為諧振補償電容；電池充電模式的切換由2個交流開關(guān)S1和S2決定，當(dāng)S1、S2閉合時系統(tǒng)處于CV充電模式，當(dāng)S1、S2斷開時系統(tǒng)處于CC充電模式，考慮系統(tǒng)雙向諧振電流，故采用交流開關(guān)切換CV與CC模式[20]。設(shè)La=Lp，Ld1=Ld2=Ld，應(yīng)滿足等式：

圖3 DD型線圈仿真Fig.3 Simulation of DD type coil

圖4 基于LCL/S補償?shù)南到y(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 System topology based on LCL/S compensation

(1)

式中ω為系統(tǒng)諧振頻率，ω=2fr,fr為系統(tǒng)頻率。整流橋等效電阻

(2)

式中RL為電池的內(nèi)阻，隨著充電時間的變化而變化。Udc與Uin的關(guān)系為

(3)

Us、Is與整流輸出后的充電電壓U0、充電電流I0的關(guān)系可表示為：

(4)

2 CV/CC充電模式分析

2.1 CV充電模式下的建模與分析

當(dāng)交流開關(guān)S1、S2閉合時，充電系統(tǒng)的等效電路模型如圖5所示。

圖5 CV模式等效電路模型Fig.5 Equivalent circuit model of constant voltage mode

(5)

(6)

將式(3)和式(4)代入式(6)可得到電池充電電壓

(7)

由式(7)可知電池充電電壓U0與電池實時內(nèi)阻阻值RL無關(guān)，僅由M1、M2、Lp、Ld以及Udc決定,當(dāng)系統(tǒng)的參數(shù)確定后，線圈之前的相對位置也不隨時間發(fā)生變化，U0保持輸出恒定;同時輸入阻抗Zin為純電阻特性，沒有無功功率輸入，可獲得較高的傳輸功率和傳輸效率。

2.2 CC充電模式下的建模與分析

當(dāng)交流開關(guān)S1、S2斷開時，系統(tǒng)的等效電路模型如圖6所示。

圖6 CC模式等效電路模型Fig.6 Equivalent circuit model of constant current mode

諧振電容Cd2接入電路，根據(jù)基波分析法對電路模型分析得到:

(8)

(9)

將式(3)和式(4)代入式(9)可得到電池充電電流

(10)

由式(10)可知電池的充電電流I0與電池內(nèi)阻RL無關(guān)，僅由M1、M2、Lp、ω以及Udc決定，當(dāng)系統(tǒng)的參數(shù)確定后，線圈之前的相對位置也不隨時間發(fā)生變化，輸出電流I0保持輸出恒定，同時輸入阻抗Zin也為純電阻特性，沒有無功功率輸入。

2.3 模式切換控制方法

控制框圖如圖7所示，其中u0為電池側(cè)電壓傳感器檢測到的電壓，Uref為參考充電電壓，電壓比例系數(shù)kv=Uref/UB。當(dāng)電池開始進(jìn)行充電，2個開關(guān)處于斷開狀態(tài)，充電模式為CC模式，此時u0

圖7 控制框圖Fig.7 Control block diagram

圖8 交流開關(guān)Fig.8 AC switch

2.4 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計

首先根據(jù)不同電池的充電需求設(shè)定系統(tǒng)的充電電壓U0和電流I0，然后根據(jù)充電樁的不同規(guī)格選取合適的直流輸入電壓Udc和系統(tǒng)諧振頻率ω，為了使系統(tǒng)獲得更高的傳輸功率和傳輸效率，沒有無功功率輸入，系統(tǒng)的各個電容電感器件參數(shù)應(yīng)滿足式(1)，保證系統(tǒng)的輸入阻抗為純阻性，根據(jù)式(7)和式(10)得到互感：

(11)

因此，當(dāng)系統(tǒng)元件參數(shù)確定后，可以通過改變線圈之前的擺放位置或空氣間隙中加入鐵氧體的方法來獲取不同的互感，從而滿足不同充電電壓和電流的需求。

2.5 系統(tǒng)損耗及效率分析

考慮各元件的等效串聯(lián)電阻，以及交流開關(guān)的導(dǎo)通損耗的電路模型如圖9所示。

圖9 考慮等效串聯(lián)電阻電路模型Fig.9 Circuit model considering equivalent series resistance

圖9中系統(tǒng)各元件的等效串聯(lián)電阻可以用LCR儀測量，各元件的功率損耗為

(12)

式中：x指代系統(tǒng)中各元件；Rx為元件的等效串聯(lián)電阻；Ix為流經(jīng)等效串聯(lián)電阻的電流的均方根值。當(dāng)交流開關(guān)接入電路時，必須考慮交流開關(guān)的功率損耗，由于交流只通1次或關(guān)1次，導(dǎo)通損耗不可避免，開關(guān)損耗可以忽略不計。交流開關(guān)由2個反串聯(lián)的金氧半場效晶體管組成，其功率損耗

(13)

式中：rDSS為金氧半場效晶體管的漏源通態(tài)電阻；ISW為交流開關(guān)導(dǎo)通電流。在CV模式下，2個開關(guān)均處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此CV模式下的系統(tǒng)功率損耗

(14)

在CC模式下，2個開關(guān)處于斷開狀態(tài)，因此CC模式下的系統(tǒng)功率損耗

(15)

2種模式下的輸入阻抗均為純阻性，因此系統(tǒng)的效率

(16)

式中Ploss為CV或CC模式下的系統(tǒng)功率損耗。由式(14)和(15)可看出交流開關(guān)只在CV模式下導(dǎo)通時才有功率損耗，此時對系統(tǒng)效率影響較大。

3 實驗驗證

3.1 仿真實驗驗證

為了驗證所提方法的正確性和可行性，在PSIM仿真平臺搭建電路進(jìn)行驗證，主要系統(tǒng)仿真參數(shù)見表1。

表1 主要系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 The main system parameters

圖10為CC模式下設(shè)定充電電流為2 A，RL從5 Ω變?yōu)?0 Ω再變?yōu)?0 Ω時，充電電壓U0和充電電流I0的波形圖。

圖10 CC模式下波形圖Fig.10 Waveforms in constant current mode

由圖10可知，系統(tǒng)在CC充電模式下輸出電流與負(fù)載變化無關(guān)，基本保持穩(wěn)定，電流變化率最大不超過2%，與理論推導(dǎo)相符。

圖11為CV模式下設(shè)定充電電壓為20 V，RL從5 Ω變?yōu)?0 Ω再變?yōu)?0 Ω時，充電電壓U0和充電電流I0的波形圖。由圖11可知，系統(tǒng)在CV充電模式下輸出電壓與負(fù)載變化無關(guān)，基本保持穩(wěn)定，電壓變化率最大不超過3%。

圖11 CV模式下波形圖Fig.11 Waveforms in constant pressure mode

3.2 實驗原理樣機驗證

為了驗證以上分析的正確性，采用表1所示系統(tǒng)參數(shù)搭建了CC輸出2 A和CV輸出20 V的小型IPT電池充電系統(tǒng)，實驗裝置如圖12所示。全橋逆變器由4個金氧半場效晶體管管IRFP260N組成，數(shù)字信號處理器DSPTMS320F28335PGFA提供100 kHz占空比為50%的調(diào)制解調(diào)信號，經(jīng)過懸浮驅(qū)動器IR2110驅(qū)動，實驗中采用電子負(fù)載IT8518B模擬電池等效電阻的變化。

圖13為全橋逆變器輸出電壓和輸出電流的波形。

圖12 實驗裝置圖Fig.12 Diagram of experimental device

由圖13可見：輸出電壓和電流幾乎同相位，系統(tǒng)輸入無功幾乎為零；由于存在高頻開關(guān)網(wǎng)絡(luò)和較多的工作模態(tài)，Uin和Iin的實際波形含有高次諧波分量，但是LCL諧振腔具有良好的濾波特性，且經(jīng)過理論計算分析得出，發(fā)射線圈的電流總諧波含有率為2%左右，因此原邊線圈電流Ip的諧波分量可以忽略不計。原邊線圈電流Ip的波形如圖14所示，由圖14可知Ip幾乎只含有基波成分，因此在電路分析采用基波近似法得到的結(jié)果是基本準(zhǔn)確的。

圖13 Uin、Iin波形圖Fig.13 Waveforms of Uin and Iin

圖14 Ip波形圖Fig.14 Waveform of Ip

圖15為在系統(tǒng)CC模式下設(shè)定充電電流為2 A，RL從5 Ω變?yōu)?0 Ω時,充電電壓U0和充電電流I0的波形圖。由圖15可見：在RL變化時充電電流能夠保持在2 A左右，充電電流有較小紋波，其峰值對應(yīng)的最大誤差為2.13%，基本保持穩(wěn)定；當(dāng)RL為10 Ω時，根據(jù)系統(tǒng)的損耗計算得到輸出功率為37.67 W，系統(tǒng)效率為94.17%，能達(dá)到較高的效率。

圖15 CC模式下U0、I0波形圖Fig.15 Waveforms of U0 and I0 in constant current mode

圖16為在系統(tǒng)CV模式下充電電壓為20 V，RL從5 Ω變?yōu)?0 Ω時,充電電壓U0和充電電流I0的波形圖。由圖16可見：在RL變化時充電電壓U0能夠保持在20 V左右，與理論分析相近，其波動的最大誤差為4.67%，基本保持穩(wěn)定；當(dāng)RL為10 Ω時，根據(jù)系統(tǒng)的損耗計算得到輸出功率為36.23 W，系統(tǒng)效率為90.57%。以上表明該系統(tǒng)在充電過程中隨著內(nèi)阻的變化，電壓和電流輸出能夠保持穩(wěn)定以及較高的系統(tǒng)效率。

圖16 CV模式下U0、I0波形圖Fig.16 Waveforms of U0 and I0 in constant voltage mode

為了驗證在電池充電過程中電池內(nèi)阻變化時，系統(tǒng)充電電壓和電流的變化率能否滿足正常的充電要求，設(shè)充電過程中負(fù)載電阻變化范圍為1 Ω到1 kΩ，CV充電模式下的電壓變化率以及CC充電模式的電流變化率如圖17所示。由圖17可知：在CV充電模式下電壓變化率隨著負(fù)載電阻的增大而減小，最大不超過7%，在CC充電模式下充電電流變化率隨著負(fù)載電阻的增大而增大，最大不超過8%；處于充電初期電池內(nèi)阻只有幾歐姆或幾十歐姆的CC模式電流變化率較小，最大不超過3%，而處于充電后段電池內(nèi)阻從幾十歐姆到幾百歐姆的CV模式電壓變化率最大不超過4%。因此整個電池充電過程中電壓或電流變化率始終不超過5%，表明本文提出的無線充電系統(tǒng)在電池內(nèi)阻從最小值變化到最大值的過程中，充電電壓和電流變化率始終能滿足正常充電需求。

圖17 不同負(fù)載電阻下的電壓、電流變化率Fig.17 Voltage and current change rates at different load resistors

4 結(jié)束語

本文提出一種基于LCL/S補償拓?fù)涞腃V/CC無線充電系統(tǒng)，2個相互解耦的DD型線圈與諧振電容器形成可重構(gòu)的中間諧振回路，可實現(xiàn)獨立于負(fù)載的CC和CV充電，通過控制交流開關(guān)的關(guān)斷改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，實現(xiàn)IPT充電系統(tǒng)CC與CV的切換輸出；充電過程中系統(tǒng)沒有無功功率輸入，在保證系統(tǒng)較高效率的同時，無需原副邊電路之間進(jìn)行通信，簡化系統(tǒng)的控制復(fù)雜性且節(jié)約系統(tǒng)成本。在實驗中，仿真結(jié)果最大誤差均不超過3%，實際測試結(jié)果最大誤差均不超過5%，系統(tǒng)最高效率達(dá)94%，盡管系統(tǒng)的充電電壓和電流在等效負(fù)載變化時有較小的變化，但實驗結(jié)果仍然符合電池充電的基本要求。