黃秀玲，林國慶，蘇錦文

（福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，福州 350108）

LED以其發(fā)光效能好、使用響應(yīng)快、壽命長、節(jié)能環(huán)保以及小巧耐用等優(yōu)點，在照明應(yīng)用場合逐漸取代了白熾燈等傳統(tǒng)照明光源。在交流供電場合下，為滿足美國能源之星的標準和IEC61000-3-2的諧波要求，減少對電網(wǎng)的污染，LED驅(qū)動電源需要實現(xiàn)功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）功能。有源功率因數(shù)校正技術(shù)是抑制電流諧波，降低電力電子裝置對電網(wǎng)諧波污染的有效辦法[1-3]。高功率因數(shù)LED驅(qū)動電源分為單級式和多級式，單級式LED驅(qū)動電源具有效率高、結(jié)構(gòu)簡單和成本低等優(yōu)點，但瞬時輸入功率和恒定輸出功率的不平衡，導(dǎo)致其輸出電流低頻紋波大，使LED發(fā)生頻閃[4-8]。

文獻[9-12]通過儲能電容以及雙向 DC/DC變換器對輸入、輸出瞬時功率差值進行吸收與補償，實現(xiàn)低輸出電流紋波，但是一部分功率進行了3次轉(zhuǎn)換，使得整體效率比常規(guī)反激電路低，其次為了實現(xiàn)整體電路的無電解電容，儲能電容兩端的紋波電壓較大，增加了器件的電壓應(yīng)力，且由于采用了雙向變換器，電路控制變得復(fù)雜；文獻[13-15]通過疊加基波電流與奇次諧波電流來調(diào)整輸入電流波形，降低瞬時輸入功率的波動，實現(xiàn)輸出紋波的抑制，但輸入電流中高次諧波的含量增加，導(dǎo)致功率因數(shù)降低且紋波抑制效果不明顯。

本文提出一種高功率因數(shù)低輸出紋波的單級LED驅(qū)動電源，通過紋波補償電路吸收漏感引起的電壓尖峰能量，并將能量反饋到負載側(cè)，實現(xiàn)了對輸出側(cè)低頻紋波的抑制。

1 電路拓撲及工作原理

1.1 電路拓撲

圖1為所提具有高功率因數(shù)低紋波的LED驅(qū)動電源電路拓撲。電路由隔離型交錯并聯(lián)Boost變換器和紋波補償電路組成，紋波補償電路輸出與交錯并聯(lián)Boost變換器輸出并聯(lián)為LED負載供電。交錯并聯(lián)Boost變換器由電感L1和L2、開關(guān)管S1和S2、變壓器 T1、輸出整流二極管 D5～D8組成，實現(xiàn)功率因數(shù)校正和恒流輸出；紋波補償電路由箝位電路和反激變換器組成，箝位電路由箝位二極管D9、D10和箝位電容C1組成，用于吸收由漏感引起的電壓尖峰能量，反激變換器由變壓器T2、開關(guān)管S3和整流二極管D11組成，用于產(chǎn)生低頻紋波補償信號，實現(xiàn)LED驅(qū)動電源的低紋波輸出。

圖1 低紋波 LED驅(qū)動電源電路拓撲Fig.1 Circuit topology of the proposed LED driver with low output ripple

1.2 主電路工作原理

圖2為電路的主要工作波形。開關(guān)管S1和S2驅(qū)動波形在相位上相差180°，在輸入電感L1和L2續(xù)流時提供放電回路，因此開關(guān)管S1和S2驅(qū)動占空比D＞0.5，且電感L1和L2工作在臨界連續(xù)模式下，因此變換器有6個工作模態(tài)。其中ug1和ug2分別為開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動占空比，iL1和iL2分別為輸入電感L1和L2的電流，iC1為箝位電容充電電流，uds1和uds2分別為開關(guān)管S1和S2的漏源電壓。

圖2 主要工作波形Fig.2 Main working waveforms

模式 1（t0～t1）：t0時刻，開關(guān)管 S1開通，開關(guān)管S2繼續(xù)導(dǎo)通。整流輸出電壓urec通過開關(guān)管S1對電感L1充電，通過開關(guān)管S2對電感L2充電。箝位二極管D9和D10反向截止。

模式 2（t1～t2）：t1時刻，開關(guān)管 S2關(guān)斷，開關(guān)管S1繼續(xù)導(dǎo)通，輸入電感L2通過變壓器T1以及整流二極管D6和D7向負載傳送能量。換流時，由于變壓器存在漏感，變壓器原邊電流瞬間變化在漏感上產(chǎn)生很大的電壓尖峰，箝位二極管D10正向?qū)ǎ槲浑娙菸针妷杭夥迥芰俊?/p>

模式 3（t2～t3）：開關(guān)管 S1繼續(xù)導(dǎo)通，開關(guān)管 S2保持關(guān)斷。t2時刻，漏感電壓尖峰能量完全被箝位電容吸收，箝位電容充電電流降為0，箝位二極管D10反向截止。

模式 4（t3～t4）：t3時刻，開關(guān)管 S2開通，開關(guān)管S1繼續(xù)導(dǎo)通，二極管D9和D10反向截止。電感L1和L2充電過程與模態(tài)1類似。

模式 5（t4～t5）：t4時刻，開關(guān)管 S1關(guān)斷，開關(guān)管S2保持導(dǎo)通狀態(tài)。電感L1從充電狀態(tài)轉(zhuǎn)變成續(xù)流放電狀態(tài)，換流過程與模態(tài)2類似，箝位二極管D9正向?qū)ǎ槲浑娙菸针妷杭夥迥芰俊?/p>

模式 6（t5～t6）：t5時刻，箝位二極管 D9電流減小到0，電感L1繼續(xù)放電，電感L2繼續(xù)充電，直至開關(guān)周期結(jié)束。

1.3 紋波補償電路工作原理

圖3為紋波補償電路等效電路。以t4時刻為例，當開關(guān)管S1關(guān)斷時，主電路發(fā)生換流，箝位電容吸收了變壓器漏感在電路換流過程中產(chǎn)生的過電壓，箝位電容充電，如圖3（a）所示；箝位電容吸收的能量通過反激變換器釋放到負載側(cè)，如圖3（b）所示。

圖3 紋波補償電路等效電路Fig.3 Equivalent circuit of ripple compensation circuit

由于變壓器漏感Lk遠小于輸入電感，根據(jù)圖3（a）充電等效電路，箝位電容充電時間tC1可表示為

式中：iL1為輸入電感L1的電流；UC1為箝位電容電壓的平均值；n為變壓器T1原、副邊匝比；Uo為LED負載電壓。

在一個開關(guān)周期T內(nèi)，箝位電容充電2次，則箝位電容的平均充電電流為

流入箝位電容的瞬時輸入功率可表示為

式中：IL1為電感L1電流的有效值。

則流入箝位電容的平均功率可近似為

式中，Tave為開關(guān)周期的平均值。

當反激變換器輸出功率高于箝位電容輸入功率時，箝位電容的電壓降低。當箝位電容電壓低于變壓器T1原邊電壓nUo時，輸入電感電流流入箝位電容中發(fā)生畸變，電路功率因數(shù)降低。

當反激變換器輸出功率低于箝位電容輸入功率時，箝位電容的電壓升高。由式（4）可知，隨著UC1的升高，箝位電容輸入功率降低，直到等于反激變換器輸出功率，箝位電容的電壓達到穩(wěn)定。因此，反激變換器輸出功率的設(shè)計要折中考慮電路功率因數(shù)和開關(guān)管的電壓應(yīng)力。

由以上分析可知，當紋波補償電路工作穩(wěn)定時，箝位電容電壓存在二倍頻脈動，箝位電容電壓的最小值應(yīng)高于變壓器T1原邊電壓nUo，即

由式（5）可知，箝位電容應(yīng)滿足

2 紋波抑制原理及實現(xiàn)方法

2.1 紋波抑制原理

反激變換器將箝位電容中的能量釋放到負載側(cè)，通過控制反激變換器的輸出電流，抑制負載電流的低頻紋波。假設(shè)電路工作在理想情況下，此時輸入功率等于輸出功率且輸出電壓恒定，i1為交錯并聯(lián) Boost變換器主輸出電流，i2為反激變換器輸出電流，io為負載電流，I2為反激變換器輸出電流的直流分量。根據(jù)圖3（a）電流關(guān)系，則i1可表示為

由于主電路輸出與反激變換器輸出并聯(lián)為LED負載供電，則負載電流為

由式（8）可知，負載電流的低頻紋波為

可以看出，通過調(diào)節(jié)反激變換器的占空比使其產(chǎn)生的輸出電流低頻紋波irip2與交錯并聯(lián)Boost變換器的輸出電流低頻紋波irip1相位相反、幅值相近，則低頻紋波可以互相抵消，實現(xiàn)低紋波電流輸出。

為了實現(xiàn)對反激變換器輸出電流幅值和相位的控制，反激變換器開關(guān)管占空比D應(yīng)控制為

式中：KD為占空比系數(shù)；a[N]為正弦變換的函數(shù)數(shù)組。

通過調(diào)節(jié)KD控制反激變換器輸出電流的幅值；通過改變正弦變換數(shù)組a[N]的讀取順序，調(diào)節(jié)占空比波形相位，從而控制反激變換器輸出電流的相位，使反激變換器產(chǎn)生一個與主輸出電流低頻紋波大小相等、相位相反的補償電流，抑制LED燈電流的低頻紋波。a[N]包含的數(shù)據(jù)個數(shù)N=360，因此有360種讀取順序。圖4給出了3種讀取順序情況下反激變換器開關(guān)管占空比波形。

圖4 反激變換器開關(guān)管占空比波形Fig.4 Duty cycle waveforms of the switching tube in a flyback converter

2.2 實現(xiàn)方法

紋波補償電路的控制原理如圖5所示。箝位電容電壓經(jīng)采樣電路后得到采樣信號ucf，與基準電壓Uref比較，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器得到反激變換器開關(guān)管占空比系數(shù)KD。控制占空比系數(shù)KD從而維持紋波補償電路輸入、輸出功率的平衡。為了防止占空比系數(shù)KD太小時，開關(guān)管的開通、關(guān)斷時間影響電路正常工作，設(shè)定最小占空比系數(shù)KDmin=0.1。同時考慮到反激變換器開關(guān)管耐壓限制，假設(shè)反激變換器輸入電壓UC1=420 V，反射電壓n2Uo=100 V，則反激變換器最大占空比系數(shù)KDmax為

輸出電流采樣信號uif與輸出電流的直流分量采樣信號uifdc相減，得到輸出電流紋波信號uiorip，并通過相位檢測程序獲得控制信號N，確定數(shù)組a[N]的讀取順序。相位檢測原理見圖6，其中iorip為輸出LED燈電流紋波。為提高紋波相位檢測精度，所選相位檢測點斜率應(yīng)較大，故本文所選相位檢測點如A、B、C所示。為了使紋波補償電流相位與主電路輸出電流相位相反，相位檢測點A、B、C對應(yīng)的數(shù)組a[N]的讀取順序應(yīng)為a[0]→a[1]→…→a[359]。軟件設(shè)計流程如圖7所示。

圖5 紋波補償電路控制原理Fig.5 Control principle for ripple compensation circuit

圖6 相位檢測原理Fig.6 Principle of phase detection

圖7 軟件設(shè)計流程Fig.7 Flow chart of software design

3 仿真與實驗

仿真參數(shù)：輸入電壓uin為110 V/50 Hz，輸出電流io=0.72 A，輸出功率Po=100 W,輸入電感L1=L2=900 μH，變壓器 T1漏感 Lk=20 μH，原副邊匝比n=3，變壓器T2原副邊匝比n2=0.73,輸出濾波電容Co=330 μF。由式（6）可知，為保證紋波補償電路正常工作，箝位電容C1計算值為65 μF,實際取值留有一定裕量，C1取 100 μF。

各路輸出電流仿真波形見圖8，可以看出，在t1至t2時間內(nèi)沒有進行紋波補償，輸出電流io紋波較大；t1時刻之前和t2時刻之后紋波抑制電路工作，電流i1和i2的紋波分量相位相反、幅值相近，此時輸出電流io低頻紋波明顯減小。

圖8 各路輸出電流仿真波形Fig.8 Simulation waveforms of output current from different channels

為進一步驗證理論分析的正確性，搭建了一臺100 W的LED驅(qū)動樣機。主要參數(shù)：uin為85～130 V，輸出電流 io=0.72 A，輸入電感 L1=L2=900 μH，箝位電容 C1=100 μF，濾波電容 Co=330 μF，主電路開關(guān)管S1和S2的型號為FQPF 12N60C。圖9為紋波補償電路工作前后各路輸出電流波形，可以看出，當輸入電壓uin=110 V時，經(jīng)過紋波補償后輸出電流的低頻紋波由340 mA減小到95 mA，與補償前相比輸出電流io的低頻紋波減少72.1%。由圖10可以看出，輸入電壓在85～130 V范圍內(nèi)變化時，功率因數(shù)均大于0.98，效率大于85%。

圖9 各路輸出電流實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of output current from different channels

圖10 不同輸入電壓下的PF值和效率Fig.10 Power factor and efficiency under different input voltages

4 結(jié)語

本文提出了一種基于交錯并聯(lián)Boost變換器的高功率因數(shù)低紋波LED驅(qū)動電源，通過補償電路產(chǎn)生低頻紋波補償信號，有效降低了LED驅(qū)動電源輸出電流低頻紋波，實現(xiàn)了LED無頻閃工作。利用箝位電路吸收由漏感引起的電壓尖峰能量并將其反饋到負載側(cè)，降低了開關(guān)管電壓應(yīng)力，提高了驅(qū)動電源的效率。通過仿真和實驗驗證了所提方案具有高功率因數(shù)和低輸出電流紋波等優(yōu)點。