徐志遠(yuǎn)，朝澤云，程 華 ，陳昌松，段善旭

（1.華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院強電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室，武漢 430074;2.中國艦船研究設(shè)計中心，武漢 430064）

連續(xù)脈沖寬度調(diào)制開關(guān)管以其載波頻率動作，因此在電流較大的情況下開關(guān)管損耗較大。而斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制DPWM（discontinuous pulse width modulation）在每個開關(guān)周期有一相開關(guān)不動作，從而其等效開關(guān)頻率為連續(xù)脈沖寬度調(diào)制的2/3，根據(jù)不同的鉗位方式，可以將DPWM分為DPWMMAX、DPWMMIN、DPWM1、DPWM2、DPWM3、DPWM0 及其多種改進(jìn)方式。不同的DPWM方式，調(diào)制波鉗位區(qū)間不同，在鉗位區(qū)間的電流不同，因此不同DPWM方式的效率有較大差別。較多文獻(xiàn)對不同DPWM方式下開關(guān)損耗、輸入電流紋波、THD（total harmonic distortion）、直流母線中點電壓等方面進(jìn)行了較為詳細(xì)的分析，但是鮮有文獻(xiàn)采用DPWM方式時，在中點電壓平衡及開關(guān)次數(shù)兩方面均能實現(xiàn)較好的效果。

文獻(xiàn)[1]提出了采用一種每相均輸出正、零、負(fù)3種電平的方式實現(xiàn)中點電位平衡，但此種調(diào)制方式開關(guān)次數(shù)過多，每個載波周期開關(guān)動作9次；文獻(xiàn)[2]通過在空間矢量調(diào)制方式中，采用不同扇區(qū)注入不同零序分量的方式實現(xiàn)中點電位平衡和共模電壓的抑制，本質(zhì)上為空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）和 DPWM 方式的切換，但是此種方法在調(diào)制比較高時，其中點平衡能力不足；文獻(xiàn)[3]提出一種根據(jù)中點電壓偏移進(jìn)行零序注入的DPWM方式，其可以較好實現(xiàn)中點電位平衡，但在不同零序注入方式切換過程中會導(dǎo)致開關(guān)的動作；文獻(xiàn)[4]提出采用虛擬空間矢量方法可以實現(xiàn)全功率因數(shù)范圍內(nèi)中點電壓平衡，但是每個載波周期開關(guān)動作8次，因此會增大系統(tǒng)的開關(guān)損耗；文獻(xiàn)[5]提出采用不同DPWM調(diào)制方式進(jìn)行切換實現(xiàn)中點電壓平衡，同時對開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化，但是并未分析調(diào)制比較高時的調(diào)制策略；文獻(xiàn)[6]采用不同DPWM調(diào)制方式進(jìn)行切換實現(xiàn)中點電位平衡，但未對不同DPWM方式下開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化；文獻(xiàn)[7-8]提出采用多種鉗位方式實現(xiàn)全功率因數(shù)及全調(diào)制比下中點電壓平衡，但是未考慮不同鉗位方式切換將增加開關(guān)動作；文獻(xiàn)[9]采用DPWM調(diào)制策略使三相輸入電流紋波有效值最小，但其并未解決中點平衡問題；文獻(xiàn)[10-16]從調(diào)制策略入手，簡化調(diào)制方法，解決中點平衡問題，但是都存在開關(guān)動作次數(shù)過多，或無法實現(xiàn)全范圍中點平衡問題。

本文主要從ANPC（active neutral-point-domped）變換器DPWM方式實現(xiàn)中點電位平衡展開，分析采用2種DPWM方式實現(xiàn)中點電位平衡的機理，并對不同開關(guān)序列進(jìn)行優(yōu)化，通過對比實現(xiàn)最小開關(guān)損耗的開關(guān)序列，同時對開關(guān)頻率進(jìn)行分析。在全功率因數(shù)范圍內(nèi)，分析切換鉗位方式方法的不平衡范圍，并提出在較高調(diào)制比下實現(xiàn)中點電位平衡的方法。最后通過實驗驗證所提可實現(xiàn)中點電位平衡的斷續(xù)調(diào)制方法的有效性。

1 ANPC變換器中點平衡的斷續(xù)調(diào)制策略

ANPC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，ua、ub、uc為輸入的三相交流電壓，La、Lb、Lc為三相輸入電感，Cin1、Cin2為輸出的直流母線電容。以a相橋臂為例，當(dāng)橋臂上側(cè)2只開關(guān)管導(dǎo)通時，輸出高電平；當(dāng)橋臂內(nèi)側(cè)2只開關(guān)管Q2、Q3或內(nèi)側(cè)任意3只開關(guān)管導(dǎo)通時輸出零電平；當(dāng)每相橋臂下側(cè)2只開關(guān)管導(dǎo)通時輸出負(fù)電平。

圖1 ANPC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of ANPC converter

DPWM是通過在每個扇區(qū)將某一相電路輸出狀態(tài)進(jìn)行鉗位得到，在不同扇區(qū)對小矢量的分配可以得到不同的DPWM方式，其中DPWM1為將三相調(diào)制波正負(fù)峰值進(jìn)行鉗位，此種方式為在單位功率因數(shù)下效率最高的調(diào)制方式，其開關(guān)損耗不到連續(xù)調(diào)制的50%[11]。圖2為ANPC變換器鉗位方式矢量圖。

將不同DPWM方式總結(jié)如下，以第Ⅰ大扇區(qū)為例，在I-①小扇區(qū)中，A相可以鉗位到P電平或C相鉗位到N電平；在I-②小扇區(qū)，A相可以鉗位到P電平或B相鉗位到O電平或C相鉗位到N電平；在I-③小扇區(qū)，可以將A相鉗位到P、O電平或C相鉗位到O、N電平或B相鉗位到O電平；同理對于I-④，I-⑤，I-⑥小扇區(qū)，根據(jù)圖 2可以分別將相應(yīng)的相鉗位到相應(yīng)的電平。

圖2 ANPC變換器鉗位方式矢量圖Fig.2 Vector diagram of ANPC converter in clamping mode

在所有DPWM方法中，由于每個開關(guān)周期內(nèi)都沒有成對的小矢量出現(xiàn)，因此，任何一種方式均會導(dǎo)致中點電壓產(chǎn)生較大的3次基波頻率波動，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定、開關(guān)管應(yīng)力增大以及輸入電流紋波增大等一系列問題。為此，本文采用2種DPWM切換的方式實現(xiàn)中點電位平衡，每種DPWM鉗位方式如圖3所示。

圖3 實現(xiàn)中點平衡的2種鉗位方式Fig.3 Two kinds of clamping modes to realize the neutral-point potential balance

以第I大扇區(qū)為例，其矢量分配情況如表1所示。表中，在I-③和3-④扇區(qū)，其注入中點的電流在2種鉗位方式下相反，因此可以實現(xiàn)中點電流為0；在I-①與I-⑥扇區(qū)中，其存在相反電流，部分區(qū)域內(nèi)也可以實現(xiàn)中點電位平衡；在I-②和I-⑤扇區(qū)中，存在兩相電流相反，在扇區(qū)內(nèi)部分區(qū)間實現(xiàn)中點電位平衡。因此通過檢測中點電壓偏移切換2種鉗位方式即可實現(xiàn)中點電位平衡。

表1 三電平ANPC變換器第Ⅰ扇區(qū)矢量分配Tab.1 Vector allocation in the first sector of three-level ANPC converter

2 中點平衡效果及開關(guān)序列優(yōu)化

2.1 開關(guān)頻率分析

由于2種鉗位方式可根據(jù)中點電位的偏移高頻切換，將每一種調(diào)制方式在每個小扇區(qū)注入中點的電荷量進(jìn)行求解。設(shè)調(diào)制比為m，三相電流對稱，其功率因數(shù)角為φ，則標(biāo)幺化的三相正弦調(diào)制波和三相電流可以表示為

在I-①扇區(qū)的矢量時序如圖 4所示，圖中Ta、Tb、Tc分別為 A、B、C 三相開關(guān)周期。

圖4 第1種DPWM調(diào)制I-①扇區(qū)矢量時序圖Fig.4 Vector timing diagram of I-①sector under the first DPWM strategy

根據(jù)伏秒平衡及有效矢量作用時間不變性[9]可以得到

進(jìn)而可以解得每個矢量的作用時間為

根據(jù)每個矢量流入中點電流的大小及作用時間可以得到流入中點的電荷量，即

同理可以得到所有扇區(qū)流入中點的電荷量。假設(shè)在單位功率因數(shù)下，第1種鉗位方式和第2種鉗位方式流入中點的電荷量結(jié)果如圖5（a）、（b）所示。

“針對我鎮(zhèn)學(xué)?；A(chǔ)設(shè)施陳舊落后的現(xiàn)狀，我們對全鎮(zhèn)學(xué)校進(jìn)行了總體科學(xué)論證規(guī)劃，計劃三年建設(shè)11處學(xué)校和5處獨立幼兒園，今年先建五育小學(xué)、南魏小學(xué)等……”副鎮(zhèn)長司鎮(zhèn)東認(rèn)真回答代表的提問。

圖5 2種鉗位方式流入中點電荷及其相應(yīng)比值Fig.5 Charge flowing into the neutral-point in two clamping modes,and the corresponding proportion

假設(shè)幾個連續(xù)的開關(guān)周期內(nèi)電流不變，在單位功率因數(shù)下，將在相同扇區(qū)、相同調(diào)制矢量作用下2種鉗位方式流入中點的電荷量作比，并將所得比值乘以-1，結(jié)果如圖5（c）所示，其大于0的區(qū)域均能實現(xiàn)中點電位平衡，在第I大扇區(qū)的③④小扇區(qū)，采取2種鉗位方式1∶1切換可實現(xiàn)中點電位平衡。對于其他4個扇區(qū)，在絕大部分區(qū)域2種鉗位方式可以在幾個開關(guān)周期內(nèi)使得中點電荷平衡，而在調(diào)制比接近1.15時其中點電荷失去平衡能力，但此區(qū)域較小，因此在單位功率因數(shù)條件下，基本可以在全調(diào)制比范圍內(nèi)實現(xiàn)中點電位平衡。

2.2 開關(guān)序列優(yōu)化

2種鉗位方式開關(guān)序列如圖6所示。部分扇區(qū)開關(guān)切換次數(shù)見表2。第1種調(diào)制方式對應(yīng)開關(guān)序列1和2，第2種調(diào)制方式對應(yīng)開關(guān)序列3和4。以矢量位于I-①扇區(qū)為例，如圖6（a）所示，在第1種鉗位方式和第2種鉗位方式切換過程中，開關(guān)分別動作1次和3次，在功率較大的情況下，選用開關(guān)序列2-3的切換方式，開關(guān)僅動作一次，同時開關(guān)相為B相，此時B相電流較小，2種方式切換過程的開關(guān)損耗最小。在I-②扇區(qū)，如圖6（b）所示，不同的開關(guān)動作次數(shù)分別為0、2、4次，因此選用開關(guān)序列2-3的切換方式可以使2種鉗位方式切換過程中開關(guān)損耗為0。對于I-③扇區(qū)，如圖6（c）所示，對比開關(guān)次數(shù)，其中開關(guān)序列1-4的開關(guān)切換方式不增加動作次數(shù)，切換開關(guān)損耗為0。同理，其他扇區(qū)的動作次數(shù)可參考扇區(qū)I-①、I-②、I-③得出。通過以上分析，2種調(diào)制方式僅在最外側(cè)扇區(qū)存在開關(guān)切換過程，其他扇區(qū)通過優(yōu)化開關(guān)序列均可實現(xiàn)零開關(guān)動作次數(shù)，因此可以顯著減小開關(guān)損耗。

表2 部分扇區(qū)開關(guān)切換次數(shù)Tab.2 Switching times of partial sectors

圖6 2種鉗位方式開關(guān)序列Fig.6 Switching sequences in two clamping modes

3 非單位功率因數(shù)下中點平衡策略

3.1 非單位功率因數(shù)高調(diào)制比下調(diào)制策略

當(dāng)變換器處于非單位功率因數(shù)的條件下，上述提出調(diào)制策略的中點電位平衡范圍將縮小，中點電位平衡能力隨功率因數(shù)的降低也會不斷減小。圖7給出了功率因數(shù)角φ分別為π/6、π/3、π/2條件下2種鉗位方式流入中點電荷的比例。當(dāng)比值大于0時，可以實現(xiàn)中點電位平衡；當(dāng)比值小于0時，2種鉗位方式流入中點電荷均為正或者均為負(fù)，此時不能實現(xiàn)中點電位的平衡。因此隨著功率因數(shù)角的增大，實現(xiàn)中點電位平衡的區(qū)域縮小。

圖7 不同功率因數(shù)角下中點平衡能力Fig.7 Capability of neutral-point balance under different power factorangles

0～π/3區(qū)間鉗位方式如圖8所示。當(dāng)功率因數(shù)較低時，對于0～π/3大扇區(qū)，采用DPWM方式，其中一相開關(guān)被鉗位，另外兩相中一相開關(guān)動作2次，一相開關(guān)動作4次，根據(jù)中點電荷平衡理論可得

其中，式（6）為圖8（a）中的鉗位方式每個矢量作用時間，式（8）為圖 8（b）中每個矢量作用時間。

以圖8（a）中鉗位方式為例對實現(xiàn)中點電位平衡機理分析，其對應(yīng)矢量扇區(qū)為圖 3（a）中三角形區(qū)域，由伏秒平衡可以獲得三角形頂點3個有效矢量的作用時間，由式（7）可得中矢量作用時間為2個大矢量各自作用時間之和，因此將小矢量作用時間內(nèi)流入中點電荷量與中矢量流入中點電荷量做等大反向，即可實現(xiàn)中點電位平衡。對于非單位功率因數(shù)條件下，其B相電流至少與A、C兩相電流中的其一相反，因此對圖8所示的2種方法進(jìn)行選擇即可實現(xiàn)上述非單位功率因數(shù)下不平衡區(qū)域的中點電位平衡。

圖8 0～π/3區(qū)間鉗位方式Fig.8 Clamping mode at the 0～π/3 interval

3.2 2種方式切換范圍

圖9 不同功率因數(shù)下互補中點平衡區(qū)域Fig.9 Complementary neutral-point balance region under different power factors

3.3 開關(guān)頻率分析

根據(jù)上文分析的不同調(diào)制比和不同功率因數(shù)下中點平衡區(qū)域，以SVPWM方式每個開關(guān)周期開關(guān)動作6次為基準(zhǔn)，前述Hybrid DPWM方式的等效開關(guān)頻率如圖10所示，圖中，比值代表Hybrid DPWM方式與SVPWM方式開關(guān)動作次數(shù)之比。在保證中點電位平衡條件下，Hybrid DPWM方式的等效開關(guān)頻率僅在φ=±π/2時與SVPWM方式的相同，而其他區(qū)域均有不同程度的減小。

圖10 等效開關(guān)頻率Fig.10 Equivalent switching frequency

4 實驗驗證

為了驗證本文所提具有全范圍中點電位平衡的調(diào)制策略，搭建了一套實驗平臺。該平臺采用為ANPC雙向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和TI公司TMS28377S控制器，由于整流模態(tài)和逆變模態(tài)具有完整的對稱性，故采用任意一種工作模式均可證明本文所提調(diào)制策略的有效性，本文實驗均采用在整流方向下進(jìn)行，交流側(cè)輸入點電壓為110 V，直流側(cè)輸出電壓分別為312、625 V，并與虛擬空間矢量脈寬調(diào)制VSVPWM（virtual space vector pulse width modulation）方式進(jìn)行對比。

2種調(diào)制方式在穩(wěn)態(tài)下的電流THD如圖11所示，可見在三電平空間矢量內(nèi)側(cè)小三角形區(qū)域內(nèi)的調(diào)制比下Hybrid DPWM方式比VSVPWM方式的THD略低，在高調(diào)制比下Hybrid DPWM方式的THD略高于VSVPWM方式。

圖11 Hybrid DPWM、VSVPWM策略THD對比Fig.11 Comparison of THD between Hybrid DPWM and VSVPWM strategies

圖12為φ=π/6和2π/5以及調(diào)制比m=0.5和1.0時，本文所提的Hybrid DPWM策略與VSVPWM策略的波形對比?？梢?，2種策略均可實現(xiàn)良好的中點電位平衡，但在每個開關(guān)周期內(nèi)VSVPWM策略動作8次，Hybrid DPWM策略動作4～6次。

圖 13為 φ=π/6和 2π/5、m=0.5和 1.0下的調(diào)制波形，不同調(diào)制比和功率因數(shù)角下動態(tài)恢復(fù)過程的時間如表3所示，可以得出Hybrid DPWM策略比VSVPWM具有更快的動態(tài)響應(yīng)性能。

圖12 不同調(diào)制策略下穩(wěn)態(tài)波形Fig.12 Waveforms under different modulation strategies in steady state

圖13 不平衡負(fù)載下中點恢復(fù)的動態(tài)過程波形Fig.13 Dynamic process waveforms of neutral-point recovery under unbalanced load

表3 不同工況下2種調(diào)制策略的動態(tài)響應(yīng)時間Tab.3 Dynamic response time of two strategies under different working conditions

5 結(jié)語

針對DPWM策略下ANPC變換器的中點電壓波動問題，本文提出了一種基于切換鉗位的混合斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制策略。該方法能實現(xiàn)全調(diào)制比、全功率因數(shù)下ANPC變換器的中點電位平衡，同時減小開關(guān)動作次數(shù)以減少開關(guān)損耗；制作了ANPC變換器的原理樣機，對Hybrid DPWM、VSVPWM的動穩(wěn)態(tài)性能和中點電位平衡能力進(jìn)行了實驗對比，實驗結(jié)果表明，本文所提混合斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制策略具有良好的動穩(wěn)態(tài)性能和中點電位平衡能力。