張佩炯，瞿 明，金麗娜，蘇宏升

(1.蘭州資源環(huán)境職業(yè)技術(shù)學(xué)院水利與電力工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730022；2.蘭州交通大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730070)

隨著電力電子變流技術(shù)中非線性元器件的廣泛應(yīng)用，使得系統(tǒng)諧波電流不斷增大，從而導(dǎo)致輸入電流畸變較為嚴(yán)重，諧波一旦涌入電網(wǎng)后，則輸入端功率因數(shù)下降，進(jìn)而使得電能質(zhì)量降低。功率因數(shù)調(diào)節(jié)器(Boost PFC)可降低電力電子設(shè)備系統(tǒng)對(duì)公網(wǎng)的諧波污染，具有體積小、成本低等優(yōu)點(diǎn)。Boost PFC通常的工況趨于電感電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)和電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)之間，在這種工作模式下，由于沒有二極管反向恢復(fù)損耗，因而在中、低功率場(chǎng)合應(yīng)用極為廣泛[1]。

傳統(tǒng)的Boost PFC調(diào)節(jié)器在固定占空比時(shí)，是按周期切換的，開關(guān)頻率是固定的，雖然功率因數(shù)在系統(tǒng)運(yùn)行初期時(shí)較高，但隨著負(fù)載與輸入電壓不斷變化，輸入電流波形畸變度與標(biāo)準(zhǔn)正弦電流波形相比較大，同時(shí)紋波也相應(yīng)產(chǎn)生，從而使輸入功率因數(shù)降低。文獻(xiàn)[2]提出了一種通過單位功率因數(shù)來改變占空比函數(shù)模型，但對(duì)于這種函數(shù)模型要實(shí)現(xiàn)電路模型的話很復(fù)雜。文獻(xiàn)[3]通過利用數(shù)控芯片DSP TMS320LF2407實(shí)現(xiàn)了改變占空比，但需要在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)計(jì)算一次占空比，數(shù)控芯片的運(yùn)算速度快，但價(jià)格成本較貴，且很難獲得較高開關(guān)頻率。文獻(xiàn)[4]利用泰勒級(jí)數(shù)展開的方式對(duì)占空比函數(shù)進(jìn)行處理，展開后與占空比函數(shù)擬合度進(jìn)行比對(duì)，從而優(yōu)化電路結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)的提高。但假如在輸入電壓等級(jí)提高時(shí)，擬合偏差性較大，波形畸變嚴(yán)重，導(dǎo)致功率因數(shù)較低。

把兩個(gè)或者多個(gè)調(diào)節(jié)器級(jí)聯(lián)而成，可以很大程度上提高電壓增益，功率調(diào)節(jié)器的輸入電壓區(qū)間也大大拓寬[5]。級(jí)聯(lián)H橋在移相脈寬調(diào)制技術(shù)方面得到廣泛應(yīng)用，為了采取這種調(diào)制方式，每個(gè)H橋采用傳統(tǒng)的單極PWM和帶頻率fc的三角形載波[6]。在級(jí)聯(lián)H橋功率調(diào)節(jié)器基礎(chǔ)上，本文提出了一種具有自動(dòng)調(diào)節(jié)功能的級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型，該模型在Boost PFC調(diào)節(jié)器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)控制著升壓變換器的電感器。在開關(guān)的通斷時(shí)間內(nèi)，輸入和輸出電壓的差值通過變換器的電感器，而在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，輸出電壓通過負(fù)極性電感器。通過時(shí)均開關(guān)模型，可以自行調(diào)節(jié)功率調(diào)節(jié)器的占空比，從而依據(jù)輸入電壓和負(fù)載的變化來調(diào)節(jié)合適的功率因數(shù)，輸入電流紋波含量大幅減少，波形畸變度得到了大幅改善。通過LTspice軟件仿真以及樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，證明了本文提出研究模型的有效性和先進(jìn)性。

1 工作原理

1.1 傳統(tǒng)Boost PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模態(tài)

輸入端送入交流電，經(jīng)過濾波整流裝置后，輸出的直流電直接加載到負(fù)載兩端[7]。雖然說輸入的電流是以正弦信號(hào)載入的，但電流還是在種種原因下發(fā)生了畸變。在這種情況下，我們一般利用PFC技術(shù)來提高電網(wǎng)網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)，來減少紋波擾動(dòng)以及諧波含量。傳統(tǒng)單相Boost PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 固定占空比控制的DCM Boost PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

從電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可以看出，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包含電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)兩部分，輸出以電壓信號(hào)反饋，輸入以電流信號(hào)反饋。主要元器件有電感L、開關(guān)管Q、續(xù)流二極管VD、電容C和負(fù)載電阻R。其基本工作原理為：參考電壓Vref減去輸出電壓vo得到誤差電壓vc，電壓控制環(huán)控制器的輸出與輸入電壓vin相乘后得到參考電流iref，iref減去電感電流iL后經(jīng)過PI控制器與開關(guān)管Q的載波進(jìn)行比較，得到驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q的控制脈沖。因此，外環(huán)控制平穩(wěn)電壓輸出，隨著輸入電壓波形和相位變化，內(nèi)環(huán)電流隨著輸入電壓波形和相位而改變[7]。

在DCM-CCM模式下一個(gè)周期里，調(diào)節(jié)器的工作模態(tài)有3種：分別為模態(tài)I、模態(tài)Ⅱ、模態(tài)Ⅲ。其中模態(tài)I為斷開開關(guān)管Q，導(dǎo)通二極管VD；模態(tài)Ⅱ?yàn)閷?dǎo)通開關(guān)管Q，關(guān)斷二極管VD；模態(tài)Ⅲ是同時(shí)關(guān)斷開關(guān)管Q和二極管VD。傳統(tǒng)Boost PFC在DCM模式下的工作過程如圖2所示。

1.2 DCM模式下時(shí)均模型修正函數(shù)方程

為了推導(dǎo)出DCM模式下時(shí)均模型修正函數(shù)方程，首先定義了變量：Ui為輸入電壓；Uo為輸出電壓；D為占空比；Ts為開關(guān)周期；Δ1為電流衰減到0的周期分量。

圖2 傳統(tǒng)Boost PFC在DCM模式下的工作過程

1.3 基于開關(guān)周期平均模型控制的級(jí)聯(lián)Boost PFC變換器

單開關(guān)級(jí)聯(lián)Boost變換器是由n個(gè)級(jí)聯(lián)單元構(gòu)成，其中功率管由二極管代替，為了降低輸入電流的諧波，提高輸入功率因數(shù)，控制環(huán)節(jié)采用基于時(shí)均開關(guān)模型的PI控制，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。圖中虛線框中的是級(jí)聯(lián)單元，級(jí)聯(lián)單元的個(gè)數(shù)直接影響著調(diào)節(jié)器的電壓增益和輸入電壓范圍，對(duì)減少諧波含量，降低輸入電流的紋波，提高Boost變換器功率因數(shù)是有效的。

圖3 基于開關(guān)周期平均模型控制的級(jí)聯(lián)DCM Boost PFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

級(jí)聯(lián)單元控制環(huán)節(jié)依然采用電壓電流內(nèi)外環(huán)控制，與傳統(tǒng)控制策略的不同在于電壓外環(huán)采用PI控制，而電流內(nèi)環(huán)則采用基于時(shí)均開關(guān)模型的比例諧振控制，控制框圖如圖4所示，其中虛線框中為級(jí)聯(lián)控制單元。用電壓指令u*o減去各級(jí)總輸出電壓，經(jīng)GV(s)后的輸入電流幅值指令I(lǐng)*in，再乘以輸入電壓相位θ，得到輸入電流指令i*in，最后i*in減去輸入電流iin，經(jīng)GI(s)輸出得交流側(cè)電壓占空比d，而這個(gè)占空比d的值會(huì)反饋到級(jí)聯(lián)控制單元。其指標(biāo)是要求總的輸出電壓保持不變，促使輸入側(cè)功率因數(shù)提高且動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快，從而維持了輸出電壓平衡。

圖4 基于開關(guān)周期平均模型PI控制DCM Boost PFC控制框圖

2 仿真分析

為了驗(yàn)證級(jí)聯(lián)開關(guān)周期平均模型控制DCM Boost PFC的有效性，在LTspice軟件中搭建了仿真模型，仿真模型如圖5所示，各項(xiàng)參數(shù)指標(biāo)值由模型圖中可見，均已在軟件中設(shè)置。由于功率因數(shù)矯正電源不但受輸入電流波形的影響，同時(shí)也受直流輸出電壓反饋控制的影響，因此為了讓諧波含量降低，提高功率因數(shù)，必須采用滯環(huán)控制器，并且在外環(huán)反饋控制中要控制正弦輸入電流的峰值。各項(xiàng)指標(biāo)的仿真波形如圖6、圖7、圖8所示。

圖6中V_out Switch mode及V_out Time averaged分別代表普通開關(guān)模式下和級(jí)聯(lián)時(shí)均模型下的電壓變化，I_Ind Switch mode及V_out Time averaged分別代表普通開關(guān)模式下和級(jí)聯(lián)時(shí)均模型下的電流變化。由圖6可以看出，在DCM到CCM過渡時(shí)，基于開關(guān)周期平均控制模型的Boost PFC電壓電流的輸出軌跡圍繞在以固定占空比控制Boost PFC軌跡的中心，它的幅值大小由PWM滯環(huán)控制器的百分比來確定。假如滯環(huán)的寬度減小，將導(dǎo)致有很高的開關(guān)頻率產(chǎn)生。

圖5 開關(guān)周期平均控制DCM Boost PFC仿真模型

圖6 DCM到CCM過渡中固定占空比和開關(guān)周期模型控制Boost PFC電壓電流的輸出軌跡

圖7 開關(guān)周期平均控制DCM Boost PFC輸出電壓和電感電流仿真波形

圖8 開關(guān)周期平均控制DCM Boost PFC負(fù)載電流仿真圖

圖7、圖8中Output Voltage及Inductor current分別代表輸出電壓和電感電流的變化，Sine-wave shaped inductor current代表級(jí)聯(lián)時(shí)均開關(guān)模型的負(fù)載電感電流呈正弦波變化。由圖7、圖8可以看出，在采用開關(guān)周期平均控制DCM Boost PFC時(shí)，通過電感電流的波形是標(biāo)準(zhǔn)正弦波，通過開關(guān)周期平均模型控制，該電路能將功率因數(shù)提高到0.9。并且在開關(guān)控制時(shí)間上有很大的縮減，傳統(tǒng)固定占空比的開關(guān)控制需要74 s，而采用級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均控制時(shí)只需800 ms。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出模型在實(shí)際電路中的有效性，分別對(duì)傳統(tǒng)Boost PFC調(diào)節(jié)器和開關(guān)周期平均模型的級(jí)聯(lián)Boost PFC變換器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)比對(duì)驗(yàn)證。圖9為單相低壓六單元級(jí)聯(lián)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。每個(gè)電源模塊單元由4個(gè)IRFP4227電力場(chǎng)效應(yīng)管組成，級(jí)聯(lián)Boost PFC變換器由F28377S評(píng)估板構(gòu)成。微處理器的運(yùn)行頻率為200 MHz，在微處理器上還配備裝設(shè)了與處理器同頻率的加速控制器，開關(guān)管型號(hào)為IPW50R190CE，二極管為MUR1560。樣機(jī)參數(shù)第1組位：fs=50 kHz，fline=50 Hz，L=100 μH，Po=120 W。樣機(jī)參數(shù)第2組位：fs=400 kHz，fline在90～264 Hz之間，L=470 μH，Po=1 000 W。

圖9 單相低壓六單元級(jí)聯(lián)H橋?qū)嶒?yàn)樣機(jī)

由圖10可以看出，當(dāng)占空比按照周期性固定不變控制時(shí)，隨著交流輸入電壓的增大，傳統(tǒng)控制DCM Boost PFC調(diào)節(jié)器的紋波增多，輸入電流波形畸變也明顯增大。

圖10 傳統(tǒng)按周期切換固定占空比控制DCM Boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)波形

由圖11可以看出，當(dāng)占空比通過級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制時(shí)，隨著交流輸入電壓的增大，級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制DCM Boost PFC調(diào)節(jié)器的輸入電流波形幾乎無畸變，且仍按照正弦規(guī)律變化。將圖11(a)和(b)的波形進(jìn)行比對(duì)，可以看出，Vin=90 V時(shí)的輸入電流波形畸變要比Vin=110 V時(shí)的小，在Vin=90 V時(shí)，級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制的占空比擬合效果優(yōu)于傳統(tǒng)按周期性固定控制占空比，且輸入電流波形的畸變更微弱。

圖12為級(jí)聯(lián)H橋時(shí)均模型控制DCM Boost PFC調(diào)節(jié)器在不同負(fù)載時(shí)的功率因數(shù)波形曲線圖。由圖12可看出，負(fù)載從輕載到重載輸出時(shí)，級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制DCM Boost PFC變換調(diào)節(jié)器的功率因數(shù)都接近1。

圖11 開關(guān)周期平均模型的級(jí)聯(lián)DCM Boost PFC變換器實(shí)驗(yàn)波形

圖12 級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制DCM Boost PFC調(diào)節(jié)器在不同負(fù)載時(shí)的功率因數(shù)

4 結(jié)論

為了大大減少輸入電流的紋波，有效降低諧波含量，提高功率因數(shù)，提出了一種具有自動(dòng)調(diào)節(jié)功能的級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型。該模型對(duì)功率因數(shù)調(diào)節(jié)器控制時(shí)，優(yōu)化計(jì)算速度快。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，當(dāng)負(fù)載從輕載到重載輸出時(shí)，級(jí)聯(lián)H橋開關(guān)周期平均模型控制DCM Boost PFC變換調(diào)節(jié)器的功率因數(shù)都接近于1。通過實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提出的級(jí)聯(lián)開關(guān)周期平均控制模型的有效性。