張艷飛， 曹正州

（中微億芯有限公司， 江蘇 無(wú)錫 214072）

1 引言

直流轉(zhuǎn)直流（DCDC）芯片以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于電子設(shè)備中，是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源類型。 在開關(guān)電源的控制電路中，設(shè)計(jì)開關(guān)的工作頻率是一個(gè)復(fù)雜的權(quán)衡過(guò)程，其中包括尺寸、效率和成本的取舍[1]。 通常來(lái)說(shuō)，當(dāng)選擇較低的工作頻率時(shí)轉(zhuǎn)化效率通常都比較高，但此時(shí)需要較大尺寸的濾波電感、電容；選擇較高頻的工作頻率可以縮小電感、電容尺寸，但每次開關(guān)轉(zhuǎn)換都會(huì)伴有能量損耗，從而降低轉(zhuǎn)換效率。 另外開關(guān)電源的工作頻率會(huì)根據(jù)應(yīng)用環(huán)境或者電磁兼容[2]需求被設(shè)計(jì)為某一固定頻率或是基于一定負(fù)載的恒定值，噪聲信號(hào)就會(huì)限制在一定的頻率范圍內(nèi)，從而可以減少由諧振引起的噪聲，并有利于在頻譜范圍內(nèi)最大限度地減少開關(guān)電源的輸出噪聲峰值。

本文針對(duì)上述開關(guān)電源的使用特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一款多模式的高精度振蕩器， 應(yīng)用于開關(guān)電源芯片中，為芯片提供靈活的工作頻率。 該振蕩器提供3 種模式，一是提供2 種固定的振蕩頻率； 二是通過(guò)外掛電阻的方式，實(shí)現(xiàn)振蕩頻率的可調(diào)；三是通過(guò)外部引腳，可以將芯片外部的時(shí)鐘頻率同步進(jìn)去，作為開關(guān)電源芯片的工作頻率。 另外該振蕩器通過(guò)設(shè)計(jì)內(nèi)部LDO、零溫漂電流源和電容充電電流可修調(diào)的方式，實(shí)現(xiàn)了寬輸入電源范圍和高精度的輸出。

2 多模式、高精度振蕩器設(shè)計(jì)

2.1 功能和整體電路結(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的振蕩器有2 個(gè)輸入引腳， 分別為SYNC 和RT， 輸出時(shí)鐘頻率信號(hào)OSC 和斜坡信號(hào)RAMP。OSC 信號(hào)為電源芯片提供工作頻率，功率管和同步整流管在每個(gè)周期下打開和關(guān)閉。 RAMP 信號(hào)作為脈沖寬度調(diào)劑（PWM）比較器的負(fù)極輸入信號(hào)，幅值為0.9～1.9 V，與誤差放大器的輸出進(jìn)行比較，控制功率管在每個(gè)周期下的導(dǎo)通時(shí)間。

振蕩器的整體結(jié)構(gòu)如圖1 所示， 主要包括帶隙基準(zhǔn)、LDO、電流源、模式控制、內(nèi)部集成電路（I2C）接口的電可擦可編程只讀存儲(chǔ)器（EEPROM）、修調(diào)網(wǎng)絡(luò)以及RC 振蕩器主體電路。 其中LDO 模塊將輸入電壓（3.0～6.0 V） 降至2.8 V 為電流源和RC 振蕩器提供穩(wěn)定的電壓， 電流源為RC 振蕩器中的電容提供精準(zhǔn)的充電電流。 通過(guò)I2C 接口[3]的EEPROM 控制修調(diào)網(wǎng)絡(luò)對(duì)充電電流進(jìn)行微調(diào)，消除工藝帶來(lái)的誤差，從而保證輸出頻率的精確。該電路基于CSMC 0.25 μm 2P5M工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)。

圖1 振蕩器整體結(jié)構(gòu)

2.2 LDO 電路設(shè)計(jì)

本文中設(shè)計(jì)的LDO 子模塊電路如圖2 所示，輸入電壓VIN為3.0～6.0 V， 輸出恒定的2.8 V 電壓Vldo，最大負(fù)載電流為10 mA，Vref為帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生的基準(zhǔn)電壓。圖2 中采用的誤差放大器是對(duì)稱性的運(yùn)算放大器，增加了電路匹配性，從而降低了失調(diào)，提高了共模抑制比。 該LDO 使用超前相位補(bǔ)償[4]的頻率補(bǔ)償方式來(lái)抵消運(yùn)算放大器帶來(lái)的相移， 從而增加相位裕度，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和響應(yīng)速度，Cf為補(bǔ)償電容， 連接在輸出電壓和誤差放大器的負(fù)極之間，形成了超前相位的頻率補(bǔ)償。

圖2 LDO 電路

2.3 電流源和修調(diào)電路

電流源和修調(diào)電路如圖3 所示， 左下角的基準(zhǔn)源產(chǎn)生最基本的偏置電流，Vref為帶隙基準(zhǔn)產(chǎn)生的電壓，溫漂系數(shù)與電阻R1一致， 所以產(chǎn)生的Iref為零溫漂的電流[5]。 P4～P8 電流鏡分別拷貝1 倍、2 倍、4 倍、8 倍和100 倍的電流Iref。電流修調(diào)網(wǎng)絡(luò)由P12～P15 組成，可以選擇不同倍數(shù)組合的電流從B 點(diǎn)注入。 組成電流源和電流鏡的晶體管選擇長(zhǎng)溝道的P 管，因此可以忽略溝長(zhǎng)調(diào)制效應(yīng)[6]帶來(lái)的電流誤差，那么A 點(diǎn)的電壓可以通過(guò)下面的公式確定：

其中VA為A 點(diǎn)的電壓，VB為B 點(diǎn)的電壓，IP8為流過(guò)P8 的電流，Itrm為電流修調(diào)網(wǎng)絡(luò)可以注入B 點(diǎn)的電流，IS為三極管Q1的飽和電流，VT為熱電壓，λ 為可修調(diào)的電流和P8 電流的比值， 由圖3 中的電流鏡比例可知范圍為0～15%。 由式(1)～(4)推導(dǎo)出A 點(diǎn)的電壓VA為：

圖3 電流源和修調(diào)電路

設(shè)計(jì)三極管Q2、Q3和Q1具有相同的面積尺寸，那么由下面公式可以計(jì)算出流過(guò)P10管的電流Iref1：

其中VC為C 點(diǎn)的電壓，κ 為可修調(diào)的電阻Rtrm和R3的比值，由圖3 中的電阻比例可知范圍為0～15%。 由式(5)～(8)推導(dǎo)出A 點(diǎn)的電壓VA為：

比較式(5)和式(9)，電流Iref1可以用下式表示：

同理可以推導(dǎo)出流過(guò)P11 管的電流Iref2為：

其中RT為外接在RT 引腳和GND 之間的電阻。 從式(10)可以看出，修調(diào)電流，即增加從B 點(diǎn)注入的電流可以使電流源Iref1變大；修調(diào)電阻，即增加和R3的串聯(lián)電阻可以使電流源Iref1變小，實(shí)現(xiàn)了雙向調(diào)節(jié)，從而解決了工藝不確定的漂移帶來(lái)的誤差。 由于R2和R3為一比值，且Iref/R1為零溫漂的電流，所以Iref1亦為零溫漂的電流。

圖3 中理想的電流源Iref1大小為1 μA，電流源Iref2大小在RT 引腳外接100 kΩ 電阻的情況下為2 μA。

2.4 模式控制電路

本振蕩器電路有3 種模式可供選擇， 通過(guò)引腳SYNC 和RT 來(lái)實(shí)現(xiàn)。 振蕩器的頻率可以通過(guò)在SYNC 引腳輸入固定的數(shù)字信號(hào)來(lái)設(shè)置內(nèi)部固定的頻率值為250 kHz 或500 kHz。如果應(yīng)用需要不同于以上2 個(gè)固定值的頻率， 那么SYNC 引腳懸空時(shí)調(diào)節(jié)RT到GND 之間的電阻就可使振蕩器工作在200～700 kHz。 振蕩器頻率fosc如下：

其中RT是RT 引腳到GND 之間的電阻。 通過(guò)SYNC引腳輸入一個(gè)外部的同步信號(hào)， 同時(shí)在RT 引腳和GND 連接一個(gè)電阻的方法可以使振蕩器的頻率與外部時(shí)鐘頻率相同。 在該模式下， 連接在RT 引腳和GND 之間的電阻需要設(shè)置一個(gè)合適的電阻值RSYNC，使該振蕩器的自由振蕩頻率（即SYNC 懸空時(shí)頻率）為外部同步信號(hào)頻率的80%左右。 由于外部的同步信號(hào)頻率高于振蕩器的自由振蕩頻率， 會(huì)通過(guò)圖5 中虛線框中的邏輯迫使振蕩器的頻率與外部信號(hào)頻率同步。

模式控制邏輯如圖4 所示，通過(guò)SYNC 引腳選擇不同的電流源給電容充電，控制電容的充電時(shí)間即可實(shí)現(xiàn)不同的振蕩頻率。電流源來(lái)自圖4 中的Iref1和Iref2。

圖4 模式控制邏輯

圖5 RC 振蕩器主體電路

當(dāng)SYNC 接地且RT 浮空時(shí)，圖3 中的Iref2為2.8 V，那么圖4 中的B 點(diǎn)為高電平，C 點(diǎn)為低電平， 信號(hào)M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞都為0 V，從而Iref_A選擇2.8 V通道 (即關(guān)閉電流鏡)，Iref_B選擇Iref1通道電流源。 當(dāng)SYNC 高于2.5 V 時(shí)， 圖4 中的B 點(diǎn)為低電平， 信號(hào)M_SEL＜1＞、M_ SEL＜0＞分別為2.8 V 和0 V， 從 而Iref_A選擇Iref1通道電流源，Iref_B同樣選擇Iref1通道電流源。 當(dāng)SYNC 浮空且RT 連接電阻R 時(shí)，圖3 中的Iref2為一個(gè)中間電位， 但足夠可以將圖4 中的P2管打開，使C 點(diǎn)為高電位， 此時(shí)M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞分別為0 V 和2.8 V，從而Iref_A選擇2.8 V 通道(即關(guān)閉電流鏡)，Iref_B選擇Iref2通道電流源。

Iref_A和Iref_B通過(guò)圖5 中的P0、P1管并聯(lián)電流鏡和P2、P3管并聯(lián)電流鏡分別作為2 個(gè)電容的充電電流。模式控制歸納成表1，不同模式選擇各自相應(yīng)的電流源，實(shí)現(xiàn)各頻率下所需充電電流大小。

2.5 RC 振蕩器主體電路

本文設(shè)計(jì)的高精度、多模式振蕩器的主體部分如圖5 所示，主要由比較器、電容、充放電管以及RS 觸發(fā)器構(gòu)成一個(gè)環(huán)路。 由P0、P1管組成的電流源對(duì)電容C1進(jìn)行充電，N1管對(duì)電容C1進(jìn)行放電，電容C1電壓與基準(zhǔn)電壓Vref2進(jìn)行比較， 當(dāng)Vp1大于Vref2時(shí)比較器輸出高電平。 比較的值有2 個(gè)作用，一是置位RS 觸發(fā)器使Q0為高電平從而打開N1管， 對(duì)電容C1進(jìn)行放電；二是使DFF 觸發(fā)器的值翻轉(zhuǎn)， 交替選擇電容C2、C3充放電。由P2、P3管組成的電流源對(duì)電容C2、C3交替進(jìn)行充電，N2、N3管分別對(duì)電容C2、C3交替進(jìn)行放電， 電容C2、C3電壓分別與基準(zhǔn)電壓Vref3進(jìn)行比較，當(dāng)Vp2或者Vp3大于Vref3時(shí)比較器輸出高電平，比較的值用來(lái)復(fù)位RS 觸發(fā)器使Q0為低電平從而關(guān)閉N1管。由于斜坡信號(hào)RAMP 的值是從0.9 V 到1.9 V，所以對(duì)電容C1、C2、C3放電是到0.9 V 截止，該0.9 V 由圖5 中單位增益的運(yùn)放提供。 另外本振蕩器具有同步外部時(shí)鐘的功能，使OSC 的頻率等于外部時(shí)鐘的頻率，通過(guò)圖5 中虛線框內(nèi)的電路實(shí)現(xiàn)。 選擇該功能時(shí)，M_SEL＜0＞為高電平，外部時(shí)鐘可以控制RS 觸發(fā)器的RN 端，不選擇該功能時(shí)，M_SEL＜0＞為低電平，關(guān)閉外部時(shí)鐘通路。

表1 模式控制

振蕩器的工作原理如圖6 所示，Vcmp1、Vcmp2、Vp1、Vp2、Vp3分別為比較器CMP1、CMP2 的輸出電壓和電容C1、C2、C3的電壓。 從圖5 中可以看出比較器CMP1的輸出經(jīng)過(guò)buf 驅(qū)動(dòng)后即為振蕩器的輸出。 在理想情況下，即忽略比較器的延遲和觸發(fā)器的延遲，每個(gè)周期TOSC為電容C2或者C3從0.9 V 充電到1.9 V 的周期T1加上電容C1從0.9 V 充電到1.9 V 的周期T2，其中電容C2同電容C3大小相同。

圖6 振蕩器的工作原理

電容的充放電時(shí)間T 如下：

其中C 為電容的大小，ΔU 為電容兩極的壓差，Ic為充電電流的大小，所以電容C1的充電時(shí)間T1，電容C1、C2的充電時(shí)間T2分別為：

其中IC1為對(duì)電容C1的充電電流，IC2為對(duì)電容C2或者C3的充電電流，Vref1=0.9 V，Vref2=Vref3=1.9 V。 本文設(shè)計(jì)的振蕩器中采用固定大小的電容， 所以C1、C2和C3的面積是固定的，通過(guò)電流源設(shè)置大小不同的充電電流IC1和IC2，即可得到不同頻率的振蕩信號(hào)，周期為：

根據(jù)2.3 節(jié)中電流源輸出的大小和2.4 節(jié)中模式控制下電流源的選擇組合方式，以及電源芯片對(duì)最大占空比不低于90%的要求， 設(shè)計(jì)圖5 中的電容C1=1 pF，C2=C3=3.75 pF，IC1=4IC2， 圖4 中 的R2=R3=200 kΩ，即可滿足表1 所需的振蕩頻率。

在實(shí)際的電路工作過(guò)程中，由于振蕩環(huán)路器件的延遲，特別是比較器的延遲，會(huì)導(dǎo)致振蕩器的周期變大，增加一個(gè)固定的延遲Td_cmp。 為了使輸出的頻率比較精準(zhǔn)，設(shè)計(jì)了一個(gè)低延遲的比較器來(lái)減少Td_cmp在整個(gè)周期中的比重。 該比較器采用二級(jí)結(jié)構(gòu)， 如圖7 所示，第一級(jí)在傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了N0、N1管，形成共源共柵套疊結(jié)構(gòu)[7]，使第一級(jí)的輸出電阻增大，從而提高了增益，第二級(jí)則提供了較大的驅(qū)動(dòng)能力，降低了延遲。

圖7 比較器電路

3 仿真結(jié)果

首先對(duì)典型的固定輸出500 kHz 頻率進(jìn)行瞬態(tài)仿真，此時(shí)SYNC 引腳接高電平，RT 引腳懸空，在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖8 所示，輸出頻率為500.2 kHz，充電電流IC1和IC2分別為8.03 μA 和1.99 μA。

圖8 固定輸出500 kHz 頻率波形

其次對(duì)RT 引腳外接71.5 kΩ 電阻輸出700 kHz頻率進(jìn)行瞬態(tài)仿真，此時(shí)SYNC 引腳懸空,在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖9 所示， 輸出頻率為700.3 kHz， 充電電流IC1和IC2分別為11.21 μA 和2.79 μA。

圖9 RT 外接電阻輸出700 kHz 頻率波形

接下來(lái)對(duì)外部時(shí)鐘同步功能進(jìn)行仿真， 從SYNC引腳輸入頻率為500 kHz、占空比為50%的時(shí)鐘頻率，按要求RT 引腳接125 kΩ 電阻， 在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖10所示，輸出OSC 與外部時(shí)鐘頻率一致，但占空比不一樣。

圖10 同步外部時(shí)鐘頻率波形

再對(duì)典型的固定輸出500 kHz 頻率隨電源電壓變化和溫度變化進(jìn)行仿真，分別如圖11、12 所示。輸入電壓VIN范圍為3.0～6.0 V，輸出頻率變化1.1 kHz，變化率為0.22%。 溫度范圍為-55～125 ℃， 輸出頻率變化2.1 kHz，變化率為0.41%。

最后對(duì)頻率的修調(diào)功能進(jìn)行了仿真，trm7～trm4將頻率向高頻修調(diào)，trm3～trm0 將頻率向低頻修調(diào)，每一級(jí)大概修調(diào)4 kHz，結(jié)果統(tǒng)計(jì)如表2 所示。

本文設(shè)計(jì)的多模式、高精度振蕩器主要技術(shù)指標(biāo)與文獻(xiàn)[8]的對(duì)比結(jié)果如表3 所示，當(dāng)溫度和電壓變化時(shí)本設(shè)計(jì)產(chǎn)生的頻率相比文獻(xiàn)[8]的設(shè)計(jì)更加穩(wěn)定。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文基于CSMC 0.25 μm 2P5M 工藝設(shè)計(jì)的多模式、高精度振蕩器，提供了固定頻率輸出、外接電阻控制頻率輸出和同步外部時(shí)鐘3 種模式。 通過(guò)HSPICE仿真， 結(jié)果表明在3.0～6.0 V 輸入電源電壓范圍內(nèi)，振蕩器輸出頻率偏差為0.22%， 在-55～125 ℃溫度范圍內(nèi)，振蕩器輸出頻率偏差為0.41%，并且可以通過(guò)I2C接口的EEPROM 對(duì)振蕩器的頻率進(jìn)行兩個(gè)方向的修調(diào)，消除了工藝帶來(lái)的誤差。 該多模式、高精度的振蕩器適合用在開關(guān)電源芯片中，為內(nèi)部電路提供穩(wěn)定的時(shí)鐘源。

表2 頻率修調(diào)仿真結(jié)果

表3 主要技術(shù)指標(biāo)對(duì)比