段向陽(yáng) 辛 雨 暴 桐 華 健

(移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)和移動(dòng)多媒體技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 深圳 518000)

(中興通訊股份有限公司 深圳 518000)

1 引言

通信變革日新月異，高速率、大容量、低時(shí)延高可靠的通信時(shí)代隨著第5代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)的商用正撲面而來(lái)[1]。5G新空口(5G New Radio, 5G NR)除了依托第4代移動(dòng)通信(4G)良好的技術(shù)架構(gòu)和新的技術(shù)構(gòu)建，一個(gè)顯著的特點(diǎn)就是從匱乏的低頻頻譜資源擴(kuò)展到了豐富的高頻頻譜資源，使現(xiàn)在的移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)不僅可以工作在相對(duì)較低的頻段FR1(Frequency Range 1.45～6.0 GHz)，而且也可以應(yīng)用在相對(duì)較高的頻段FR2(Frequency Range 2, 24.5～52.6 GHz)[2]，從而滿足了人們當(dāng)前日益增加的需求。移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展和人類未來(lái)可持續(xù)發(fā)展的個(gè)性需求服務(wù)是相互制約、相互促進(jìn)的，雖然5G無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)可以支撐未來(lái)10年信息社會(huì)的無(wú)線需求，但也有必要同步前瞻未來(lái)信息社會(huì)的通信需求。

目前，通信領(lǐng)域的技術(shù)人員已經(jīng)開展5G下一階段的工作和下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)(The Sixth Generation, 6G)概念與技術(shù)研究。標(biāo)準(zhǔn)化組織3GPP(The 3rd Generation Partnership Project)將從2020年開始5G標(biāo)準(zhǔn)的下一階段(可稱為“Beyond 5G”)研究，對(duì)應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)版本為5G NR Release-17及后續(xù)版本，標(biāo)準(zhǔn)化重點(diǎn)方向包括支持設(shè)計(jì)52.6 GHz以上毫米波頻段的空口特性[3]。2019年世界5G大會(huì)中國(guó)電信首席專家、美國(guó)貝爾實(shí)驗(yàn)室院士分別作了“移動(dòng)通信十大趨勢(shì)及6G展望”報(bào)告，標(biāo)志著全球正逐步達(dá)成6G研發(fā)的共識(shí)，具有豐富頻譜資源、高傳輸速率的太赫茲通信被列為未來(lái)移動(dòng)通信中極具優(yōu)勢(shì)的寬帶無(wú)線接入(Terahertz bit/s級(jí)通信)技術(shù)[4,5]。太赫茲頻譜在通信等領(lǐng)域的開發(fā)利用受到了來(lái)自歐、美、日等國(guó)家和地區(qū)的高度重視，也獲得了國(guó)際電信聯(lián)盟的大力支持，將是6G研發(fā)的重要內(nèi)容[6]。

本文將52.6 GHz頻譜以上的通信場(chǎng)景統(tǒng)稱為高頻場(chǎng)景。隨著B5G和6G工作的推進(jìn)，高頻場(chǎng)景移動(dòng)通信系統(tǒng)的研發(fā)將是下一階段的主要工作內(nèi)容之一，高頻場(chǎng)景候選波形、幀結(jié)構(gòu)、參數(shù)集(Numerology)、大帶寬的設(shè)計(jì)等都是未來(lái)核心研究的技術(shù)，本文將重點(diǎn)研究一種高頻場(chǎng)景的候選波形方案。

高頻場(chǎng)景面臨著一些問(wèn)題，主要包括：路損比較大、功率放大器(Power Amplifier, PA)的效率比較低和相位噪聲(Phase Noise, PN)比較高等[7-9]。本文以單載波為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)了高頻場(chǎng)景候選波形方案，具體包括候選波形的基本符號(hào)結(jié)構(gòu)，發(fā)射端、接收端結(jié)構(gòu)，以及上行和下行鏈路尾部序列長(zhǎng)度可變方案等，通過(guò)仿真驗(yàn)證了該候選新波形可以很好地克服高頻場(chǎng)景的上述問(wèn)題。

2 高頻場(chǎng)景候選波形設(shè)計(jì)

針對(duì)高頻場(chǎng)景的主要問(wèn)題，本文以單載波為基礎(chǔ)來(lái)設(shè)計(jì)高頻場(chǎng)景候選新波形。單載波具有峰均比(Peak to Average Power Ratio, PAPR)較低的優(yōu)點(diǎn)[10-12]，不僅可以克服PA效率低的問(wèn)題，也可以通過(guò)提高發(fā)射功率，在一定程度上減輕路徑損耗比較大的問(wèn)題；而且，單載波可以在時(shí)域上插入相位跟蹤參考信號(hào)(Phase Tracking Reference Signal,PTRS)[13]，這樣可以更好地估計(jì)和補(bǔ)償相位噪聲。雖然LTE(Long Term Evolution)和5G NR的上行鏈路已經(jīng)使用了單載波波形DFT-s-OFDM(Discrete Fourier Transform - single carrier - Orthogonal Frequency Division Modulation)，但現(xiàn)有的DFT-s-OFDM波形仍有些不足的地方，包括：(1)浪費(fèi)了循環(huán)前綴(Cyclic Prefix, CP)資源，特別是在高頻場(chǎng)景，由于子載波間隔大，符號(hào)短，對(duì)于相同的多徑時(shí)延環(huán)境，CP開銷的占比就會(huì)更大；(2)需要額外的PTRS資源，而且，隨著高頻載頻的升高，相位噪聲會(huì)更大，就需要增加更多的PTRS開銷。下面，本文將以DFT-s-OFDM波形為基礎(chǔ)，通過(guò)增強(qiáng)和優(yōu)化，設(shè)計(jì)出一種適合高頻場(chǎng)景的候選新波形。

2.1 基本符號(hào)結(jié)構(gòu)的增強(qiáng)設(shè)計(jì)

圖1(a)是5G NR現(xiàn)有的波形DFT-s-OFDM時(shí)域數(shù)據(jù)的基本符號(hào)結(jié)構(gòu)[14]。圖中，每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度為1個(gè)快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)操作的時(shí)域長(zhǎng)度再加上CP長(zhǎng)度，其中，本文將1個(gè)FFT操作的時(shí)域長(zhǎng)度稱為1個(gè)有效符號(hào)長(zhǎng)度。有效符號(hào)長(zhǎng)度為子載波間隔的倒數(shù)。接收端在解調(diào)數(shù)據(jù)時(shí)是對(duì)有效符號(hào)長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT操作，CP就白白丟掉了，浪費(fèi)了資源。而且，現(xiàn)有的DFTs-OFDM波形無(wú)法靈活地自適應(yīng)無(wú)線多徑時(shí)延變化。因?yàn)?，在保持子載波間隔不變的情況下，改變CP的長(zhǎng)度會(huì)改變符號(hào)長(zhǎng)度，從而影響了整個(gè)時(shí)隙結(jié)構(gòu)。

圖1(b)是增強(qiáng)和優(yōu)化的新型候選波形時(shí)域數(shù)據(jù)的基本符號(hào)結(jié)構(gòu)。圖中給出了1個(gè)參考信號(hào)符號(hào)(Reference signal Symbol, RS)和2個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)(Data Symbol, DS)，其余符號(hào)用省略號(hào)表示。每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度為1個(gè)FFT操作的時(shí)域長(zhǎng)度，即符號(hào)長(zhǎng)度為子載波間隔的倒數(shù)。數(shù)據(jù)符號(hào)內(nèi)的時(shí)域數(shù)據(jù)主要由數(shù)據(jù)Data和首尾插入序列(S2和S1)兩部分組成。相鄰數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部插入序列(S1)是相同的，這樣，前一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部插入序列(S1)就可以看作后一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的循環(huán)前綴，可以抵抗無(wú)線信道的多徑時(shí)延干擾。相鄰數(shù)據(jù)符號(hào)的首部插入序列(S2)也是相同的，這樣數(shù)據(jù)符號(hào)在過(guò)采樣之后，可以減少數(shù)據(jù)部分(Data)對(duì)尾部插入序列(S1)的干擾，以保證過(guò)采樣之后，相鄰數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部部分仍然是相同的。首尾插入序列(S2和S1)是接收端已知的參考信號(hào)序列，可以用作相位噪聲估計(jì)、頻偏糾正、輔助信道估計(jì)和輔助同步等。同時(shí)我們也設(shè)計(jì)該首尾插入序列(S2和S1)來(lái)自參考信號(hào)符號(hào)(RS)的時(shí)域數(shù)據(jù)的首尾序列(S2和S1)，這樣也保證了參考信號(hào)符號(hào)的尾部(S1)可以看作后一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的循環(huán)前綴。這種符號(hào)結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)可以節(jié)省額外的CP開銷，而且，隨著無(wú)線信道多徑時(shí)延的變化，尾部插入序列的長(zhǎng)度也可以變化，相當(dāng)于改變了循環(huán)前綴長(zhǎng)度，這樣可以靈活地自適應(yīng)多徑時(shí)延變化，進(jìn)一步提升頻譜效率。比如，當(dāng)無(wú)線信道多徑時(shí)延量變小時(shí)，尾部插入序列(S1)的長(zhǎng)度就可以變短，在保持符號(hào)長(zhǎng)度不變的情況下(即保持子載波間隔不變)，數(shù)據(jù)部分(Data)的長(zhǎng)度就可以變長(zhǎng)，這樣就可以提升頻譜效率。

圖1 5G NR現(xiàn)有的波形DFT-s-OFDM和高頻場(chǎng)景候選波形時(shí)域數(shù)據(jù)的基本符號(hào)結(jié)構(gòu)

高頻場(chǎng)景候選波形參考信號(hào)符號(hào)的時(shí)域數(shù)據(jù)序列RS(i)和數(shù)據(jù)符號(hào)的時(shí)域數(shù)據(jù)序列DS(i)分別表示為

其中，i=0, 1, ···, N-1, N表示參考信號(hào)符號(hào)(RS)和數(shù)據(jù)符號(hào)(DS)的長(zhǎng)度，H表示數(shù)據(jù)符號(hào)首部插入序列S2的長(zhǎng)度，N-H-T表示數(shù)據(jù)符號(hào)中數(shù)據(jù)Data的長(zhǎng)度，T表示數(shù)據(jù)符號(hào)尾部插入序列S1的長(zhǎng)度。

2.2 發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)的增強(qiáng)設(shè)計(jì)

圖2(a)，圖2(b)分別為本文設(shè)計(jì)的高頻場(chǎng)景候選波形的發(fā)射端和接收端結(jié)構(gòu)框圖。

在發(fā)射端，待發(fā)送的比特?cái)?shù)據(jù)經(jīng)過(guò)調(diào)制后，按照新波形封裝成符號(hào)級(jí)數(shù)據(jù)，然后經(jīng)過(guò)離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform, DFT)從時(shí)域變換到頻域，在頻域進(jìn)行賦形(Frequency Domain Spectrum Shaping, FDSS)操作，然后將頻域數(shù)據(jù)映射在對(duì)應(yīng)的子載波上，然后再添加零數(shù)據(jù)子載波，以實(shí)現(xiàn)過(guò)采樣。然后經(jīng)過(guò)離散傅里葉逆變換(Inverse DFT, IDFT)從頻域變換到時(shí)域。在這整個(gè)處理過(guò)程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過(guò)程不同的有：(1)基本符號(hào)結(jié)構(gòu)發(fā)生了變化，是按照新波形封裝成符號(hào)級(jí)數(shù)據(jù)；(2)在頻域添加了FDSS操作；(3)IDFT之后不需要添加傳統(tǒng)循環(huán)前綴CP了。在頻域添加FDSS的好處是，可以進(jìn)一步降低單載波信號(hào)的PAPR[15]，并且可以抑制OFDM符號(hào)內(nèi)數(shù)據(jù)部分在過(guò)采樣之后對(duì)尾部插入序列的串?dāng)_，這樣就可以保證過(guò)采樣后的前一符號(hào)尾部是后一符號(hào)的循環(huán)前綴。

在接收端，不需要去循環(huán)前綴操作，接收的數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)DFT操作從時(shí)域變換到頻域，然后在相應(yīng)的子載波上獲取頻域數(shù)據(jù)，然后進(jìn)行FDSS逆操作，再進(jìn)行頻域均衡，然后經(jīng)過(guò)IDFT操作從頻域變換到時(shí)域，在時(shí)域上進(jìn)行相位噪聲補(bǔ)償，即使用每個(gè)符號(hào)首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計(jì)及補(bǔ)償，最后去除首尾插入序列(S2和S1)恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)信息。在這整個(gè)處理過(guò)程中，與5G NR DFT-s-OFDM波形處理過(guò)程不同的有：(1)不需要去循環(huán)前綴操作；(2)在頻域進(jìn)行FDSS逆操作；(3)使用每個(gè)符號(hào)首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計(jì)及補(bǔ)償；(4)在相位噪聲估計(jì)及補(bǔ)償后去除首尾插入序列(S2和S1)。第3節(jié)將通過(guò)仿真顯示，使用每個(gè)符號(hào)首尾插入的序列(S2和S1)進(jìn)行相位噪聲估計(jì)，可以更好地補(bǔ)償相位噪聲。

圖2 高頻場(chǎng)景候選波形的發(fā)射端、接收端結(jié)構(gòu)的增強(qiáng)設(shè)計(jì)

2.3 尾部序列長(zhǎng)度可變方案

前面介紹了增強(qiáng)和優(yōu)化的高頻場(chǎng)景候選新波形尾部插入序列(S1)的長(zhǎng)度可以隨著無(wú)線信道多徑時(shí)延的變化而變化，以進(jìn)一步提升頻譜效率。本節(jié)針對(duì)該特點(diǎn)，分別為高頻場(chǎng)景候選新波形的上行和下行鏈路，設(shè)計(jì)了一種候選的尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變方案。

2.3.1 上行方案

在上行鏈路中，本文設(shè)計(jì)不同用戶主要采用頻分復(fù)用方式，每個(gè)用戶占用頻域上某個(gè)子帶。系統(tǒng)根據(jù)用戶經(jīng)歷的無(wú)線信道環(huán)境變化情況，以時(shí)隙為單位調(diào)整數(shù)據(jù)符號(hào)尾部序列長(zhǎng)度以適應(yīng)多徑時(shí)延的變化。

假設(shè)在某個(gè)子帶上某用戶經(jīng)歷了無(wú)線信道時(shí)延由大變小的過(guò)程，圖3給出該場(chǎng)景下該子帶上新波形尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變方案的一個(gè)例子(圖例僅用于輔助文字說(shuō)明，不代表實(shí)際大小)。該例中顯示了連續(xù)2個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙包含15個(gè)符號(hào)，每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度均相同。該例中，每個(gè)時(shí)隙的第1個(gè)符號(hào)為參考信號(hào)符號(hào)(RS)，剩下的均為數(shù)據(jù)符號(hào)，每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的首部和尾部序列分別復(fù)制了參考信號(hào)符號(hào)的首部和尾部序列。其中，數(shù)據(jù)符號(hào)的首部序列長(zhǎng)度是固定的，只有尾部序列(S1)長(zhǎng)度自適應(yīng)多徑變化。假設(shè)在第1時(shí)隙區(qū)間，用戶經(jīng)歷的無(wú)線信道時(shí)延擴(kuò)展比較大，那么第1時(shí)隙數(shù)據(jù)符號(hào)中的尾部序列(S1)長(zhǎng)度就比較大；假設(shè)在第2時(shí)隙區(qū)間，用戶經(jīng)歷的無(wú)線信道時(shí)延擴(kuò)展減少了，則從第2時(shí)隙參考信號(hào)符號(hào)后面的數(shù)據(jù)符號(hào)開始，就可以減少數(shù)據(jù)符號(hào)后面插入的尾部序列(S1)長(zhǎng)度，以提高頻譜效率。

2.3.2 下行方案

在下行鏈路中，為了保持低峰均比的單載波類型，本文設(shè)計(jì)不同用戶主要采用時(shí)分復(fù)用方式，每個(gè)用戶在時(shí)域上占用不同的數(shù)據(jù)符號(hào)。由于每個(gè)用戶所處的位置不同，基站給每個(gè)用戶發(fā)送的數(shù)據(jù)所經(jīng)歷的無(wú)線信道也不相同，因此，為了保證前面數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部序列(S1)有足夠的長(zhǎng)度作為后面數(shù)據(jù)符號(hào)的循環(huán)前綴，本文設(shè)計(jì)在兩個(gè)參考符號(hào)之間的多個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)中，數(shù)據(jù)序列后邊插入的尾部序列(S1)的長(zhǎng)度按照從大到小次序依次進(jìn)行排列，長(zhǎng)度相同的就沒(méi)有次序之分。也就是說(shuō)，所經(jīng)歷的無(wú)線信道多徑時(shí)延大的用戶數(shù)據(jù)調(diào)度在前面的數(shù)據(jù)符號(hào)里傳輸，所經(jīng)歷的無(wú)線信道多徑時(shí)延小的用戶數(shù)據(jù)調(diào)度在后面的數(shù)據(jù)符號(hào)里傳輸。由于參考信號(hào)符號(hào)(RS)是多個(gè)用戶共用的，因此，對(duì)于調(diào)度在最后一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的用戶，雖然多徑時(shí)延相對(duì)比較小，但為了保證該數(shù)據(jù)符號(hào)后面的參考信號(hào)符號(hào)有足夠長(zhǎng)度的循環(huán)前綴，本文設(shè)計(jì)最后一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)尾部序列(S1)的長(zhǎng)度大于等于該數(shù)據(jù)符號(hào)后面的參考信號(hào)符號(hào)后面的第1個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部序列(S1)的長(zhǎng)度。

圖3 上行鏈路尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變方案

圖4給出多個(gè)用戶采用時(shí)分復(fù)用方式尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變方案的一個(gè)例子。該例子中下行鏈路有7個(gè)用戶，每個(gè)用戶經(jīng)歷的多徑時(shí)延不相同，其中用戶1(U1)和用戶2(U2)經(jīng)歷的無(wú)線信道時(shí)延較大，因此分配了前4個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)給用戶1和用戶2，這4個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部序列(S1)長(zhǎng)度比較長(zhǎng)；用戶3(U3)、用戶4(U4)和用戶5(U5)經(jīng)歷的無(wú)線信道時(shí)延較小，則分配了后10個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)給用戶3、用戶4和用戶5，這10個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的尾部序列(S1)長(zhǎng)度比較??；雖然這里的用戶5經(jīng)歷的多徑時(shí)延比較小但由于占用了最末端符號(hào)，為了保證下一個(gè)參考信號(hào)符號(hào)后面的用戶在對(duì)該參考信號(hào)符號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)有足夠的循環(huán)前綴長(zhǎng)度，因此，增加了用戶5的尾部序列(S1)長(zhǎng)度。在這里，每個(gè)用戶是根據(jù)實(shí)際需要使用合適長(zhǎng)度的尾部序列(S1)，提高了系統(tǒng)整體的頻譜效率。

3 仿真研究

本節(jié)對(duì)提出的高頻場(chǎng)景候選新波形和5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM進(jìn)行峰均比PAPR、誤塊率(BLock Error Ratio, BLER)和功率譜密度(Power Spectral Density, PSD)性能仿真研究，這里命名高頻場(chǎng)景候選新波形為E DFT-s-OFDM(Enhanced DFT-s-OFDM)。

(1) PAPR：PAPR性能仿真參數(shù)如表1所示，仿真結(jié)果如圖5所示。從仿真結(jié)果可以看出，在互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)(Complementary Cumulative Distribution Function, CCDF)等于10-4時(shí)，E DFTs-OFDM比5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PAPR要低大約3 dB。為了進(jìn)一步比較，如果令5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM也引入相同的FDSS技術(shù)，則仿真結(jié)果顯示這兩種波形的PAPR就是相同的了。因此說(shuō)明，在E DFT-s-OFDM波形中采用的FDSS方案可以很好地降低PAPR。

圖4 下行鏈路尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變方案

表1 仿真參數(shù)

圖5 高頻場(chǎng)景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PAPR性能比較

圖6 高頻場(chǎng)景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的BLER性能比較

表2 仿真參數(shù)

(2) BLER：圖6是高頻場(chǎng)景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的BLER仿真結(jié)果，仿真參數(shù)如表2所示，載頻60 GHz，調(diào)制方式16 QAM，子帶帶寬24 RB，子載波間隔960 kHz, IFFT取4096點(diǎn)，信道類型為TDL-A信道[16](無(wú)線信道多徑時(shí)延大小為10 ns，多普勒頻移為10 Hz)。該仿真中，5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的每個(gè)時(shí)隙包含14個(gè)符號(hào)，其中第4個(gè)符號(hào)配置為解調(diào)參考信號(hào)(DeModulation Reference Signal, DMRS)，其余的配置為數(shù)據(jù)符號(hào)，每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)配置8個(gè)PTRS用來(lái)估計(jì)相位噪聲，PTRS開銷大約為3%；該仿真中，高頻場(chǎng)景候選波形的每個(gè)時(shí)隙包含15個(gè)符號(hào)，其中第1個(gè)符號(hào)配置為DMRS，其余的配置為數(shù)據(jù)符號(hào)，每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的首部和尾部插入序列(S2和S1)長(zhǎng)度分別為6和14，這個(gè)首部和尾部插入序列的開銷與該仿真中5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM循環(huán)前綴的開銷相同，該首部和尾部序列(S2和S1)用來(lái)估計(jì)相位噪聲。由于該仿真中高頻場(chǎng)景候選波形沒(méi)有配置額外的PTRS開銷，因此在相同的時(shí)頻資源里，高頻場(chǎng)景候選波形傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)塊，也就是說(shuō)，如果該仿真顯示的BLER相同，仍然可以證明高頻場(chǎng)景候選波形的頻譜效率大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的頻譜效率。如果考慮到尾部序列(S1)長(zhǎng)度可變以自適應(yīng)無(wú)線信道多徑時(shí)延量，則高頻場(chǎng)景候選波形的頻譜效率會(huì)更高一點(diǎn)。為了在PAPR相同的情況下對(duì)比BLER性能，該仿真中5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM也采用了FDSS方案。

從仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)接收端沒(méi)有進(jìn)行公共相位誤差(Common Phase Error, CPE)補(bǔ)償或進(jìn)行了理想CPE補(bǔ)償時(shí)，這兩種波形的BLER都是相同的，這說(shuō)明相位噪聲對(duì)高頻場(chǎng)景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的性能影響是相同的。當(dāng)接收端利用首尾插入序列(S2和S1)或者PTRS來(lái)估計(jì)相位噪聲并進(jìn)行CPE補(bǔ)償時(shí)，高頻場(chǎng)景候選波形的BLER性能明顯好于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM，并且接近理想CPE補(bǔ)償時(shí)的性能。這是因?yàn)楦哳l場(chǎng)景候選波形首尾插入序列(S2和S1)的元素個(gè)數(shù)(該仿真中元素個(gè)數(shù)為6+14=20)要大于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)配置的PTRS個(gè)數(shù)。高頻場(chǎng)景候選波形沒(méi)有配置額外的PTRS開銷，其相位噪聲估計(jì)效果就已經(jīng)接近理想的CPE估計(jì)，如果再配置少量的PTRS，則可以進(jìn)一步提升相位噪聲補(bǔ)償效果。因此，本文提出的高頻場(chǎng)景候選波形更適合大相位噪聲的高頻場(chǎng)景。

(3) PSD：本文設(shè)計(jì)的高頻場(chǎng)景候選波形方案不但具有更低的PAPR和更好的相位噪聲估計(jì)能力，而且還能很好地降低帶外泄漏。這是因?yàn)楸疚脑O(shè)計(jì)的高頻場(chǎng)景候選波形方案中，在一個(gè)時(shí)隙內(nèi)的每個(gè)符號(hào)的首部和尾部序列(S2和S1)都是相同的，這樣保證了符號(hào)之間時(shí)域信號(hào)的連續(xù)性，因此帶外泄漏就比較小。

圖7是高頻場(chǎng)景候選波形與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的功率譜密度仿真結(jié)果，仿真參數(shù)與表2相同。從仿真結(jié)果可以看出，高頻場(chǎng)景候選波形的帶外泄漏明顯小于5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM。

圖7 高頻場(chǎng)景候選波形(E DFT-s-OFDM)與5G現(xiàn)有波形DFT-s-OFDM的PSD比較

4 結(jié)束語(yǔ)

本文以DFT-s-OFDM波形為基礎(chǔ)，通過(guò)增強(qiáng)和優(yōu)化，設(shè)計(jì)了一種高頻場(chǎng)景候選波形方案(E DFT-s-OFDM)。該候選波形增強(qiáng)設(shè)計(jì)了基本符號(hào)結(jié)構(gòu)、發(fā)射端結(jié)構(gòu)和接收端結(jié)構(gòu)，并且根據(jù)時(shí)域數(shù)據(jù)基本符號(hào)結(jié)構(gòu)特點(diǎn)設(shè)計(jì)了尾部序列長(zhǎng)度可變的上行和下行鏈路方案。相比于5G現(xiàn)有波形方案，該高頻場(chǎng)景候選波形方案具有更高的頻譜效率。同時(shí)，性能仿真研究證明了該高頻場(chǎng)景候選波形方案峰均比低、相位噪聲估計(jì)效果好，可以很好地解決高頻場(chǎng)景面臨的主要問(wèn)題。而且，該高頻場(chǎng)景候選波形方案的帶外泄漏也很小。因此，該高頻場(chǎng)景候選新波形方案(E DFT-s-OFDM)是未來(lái)高頻場(chǎng)景中極具有競(jìng)爭(zhēng)力的一種新型候選波形方案。