劉 桃，桑朝春，朱玉玉，武 麗

（西南科技大學 信息工程學院，綿陽 621000）

0 引言

壓電陶瓷是一種能夠?qū)C械能和電能互相轉(zhuǎn)換的信息功能陶瓷材料，具有體積小、功率密度大、響應(yīng)速度快和出力大等特點[1,2]。壓電陶瓷廣泛應(yīng)用于超聲醫(yī)療、聲納系統(tǒng)、微位移輸出裝置、航空航天等研究領(lǐng)域[3～5]。但是，隨著科學技術(shù)的飛速發(fā)展，基于單層壓電陶瓷的產(chǎn)品已經(jīng)不能在諸多的應(yīng)用領(lǐng)域中滿足要求，于是能產(chǎn)生大位移、大推力的機械封裝壓電陶瓷堆疊受到了越來越多的關(guān)注。即將單片壓電陶瓷交叉堆疊起來，再用機械結(jié)構(gòu)進行封裝，即對壓電陶瓷起到保護作用，又使得其動態(tài)性能更好，這同時也對壓電陶瓷驅(qū)動器有了更高的要求，需要更高的驅(qū)動電壓、電流及低紋波[2]。壓電陶瓷驅(qū)動器一般分為開關(guān)式和直流放大式，直流放大式驅(qū)動器輸出紋波小，但效率和輸出功率較低；而開關(guān)式驅(qū)動器輸出效率和功率高，但輸出紋波和失真偏大，顯然開關(guān)式驅(qū)動器的性能更適合驅(qū)動壓電陶瓷堆疊[6]。而紋波電流對壓電陶瓷的使用壽命有著重大影響，同時也會引起機械應(yīng)力，因為壓電陶瓷的位移與累積的電荷成比例[7,8]。為解決開關(guān)式驅(qū)動器輸出紋波大的問題，設(shè)計采用移相控制的并聯(lián)式主電路，增加驅(qū)動電流的等效開關(guān)頻率結(jié)合LCL濾波器，實現(xiàn)低紋波失真、高壓和大功率的驅(qū)動。

1 電路設(shè)計

1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

驅(qū)動器將輸入的交流市電進行整流濾波變成直流，然后經(jīng)過DC-DC隔離電路進行隔離調(diào)壓，輸出可調(diào)直流電壓給并聯(lián)式主電路提供直流電源。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

控制系統(tǒng)以TI公司的數(shù)字信號處理（DSP）芯片TMS320F28335為控制核心，對輸入信號進行采集，調(diào)節(jié)輸出脈沖寬度調(diào)制（PWM）信號的占空比，PWM信號經(jīng)過隔離驅(qū)動隔離放大后控制DC-DC隔離電路中金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）的柵極電壓來實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。DSP在對輸入信號采集的同時輸出按輸入信號變化的PWM信號，控制并聯(lián)式主電路，使其輸出按輸入小信號變化的高壓信號以驅(qū)動壓電陶瓷。反饋電路包括采樣網(wǎng)絡(luò)和A/D芯片，采樣網(wǎng)絡(luò)對壓電陶瓷上的電壓和電流進行采集。A/D芯片將采樣網(wǎng)絡(luò)輸出的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號并輸出給DSP。DSP將采集的數(shù)字信號與預(yù)設(shè)值做差后結(jié)合比例-積分-微分（PID）控制進一步調(diào)整輸出的PWM信號來對DC-DC隔離電路和并聯(lián)式主電路來實現(xiàn)閉環(huán)控制，以使放大增益閉環(huán)和提供驅(qū)動器的動態(tài)性能。

1.2 DC-DC隔離電路

DC-DC隔離電路的拓撲如圖2所示，由Q1、Q2、Q3和Q44個MOSFET組成的全橋電路，互為對角的兩個同時導(dǎo)通，而同一側(cè)半橋上下兩個交替導(dǎo)通，將整流濾波電路輸出的電壓Vin轉(zhuǎn)換成同幅值的交流電壓，加在變壓器T的一次側(cè)。改變驅(qū)動MOSFET的PWM占空比就能改變二極管D1、D2、D3和D4組成整流電路的整流電壓平均值，也就改變了輸出電壓Vdc。

圖2 DC-DC隔離電路拓撲

為了避免同一側(cè)半橋電路中上下MOSFET在換流過程中發(fā)生同時導(dǎo)通而損壞開關(guān)管或前級電路的現(xiàn)象，每個MOSFET的PWM信號各自占空比不能超過50%，并且保留一定的裕量。當濾波電感L的電流在整個開關(guān)周期中保持連續(xù)時，輸出電壓Vdc為[9]：

a為開關(guān)PWM控制信號的占空比，N1為變壓器T原邊的匝數(shù)，N2為副邊的匝數(shù)。實際電路中使用原副邊匝比為1:5的變壓器，調(diào)整PWM占空比a的大小使DC-DC隔離電路輸出電壓Vdc的最大值達1000V。

1.3 并聯(lián)式主電路

并聯(lián)式主電路拓撲如圖3所示，它是由4路單相半橋電路并聯(lián)而成（A、B、C、D共4路），輸入直流電壓Vdc由前級DC-DC隔離電路提供。控制系統(tǒng)的DSP通過修改移相寄存器產(chǎn)生4對8路正弦脈寬調(diào)制（SPWM）信號對電路進行控制，每路上下橋臂MOSFET的SPWM控制信號互補，為避免上下橋臂同時導(dǎo)通將電路短路，保留一定的死區(qū)時間。每路輸出分別經(jīng)過電感L1、L2、L3和L4濾波，在E點相互疊加。再經(jīng)過電容C1和電感Lo構(gòu)成LCL濾波器濾波輸出到壓電陶瓷疊堆C2上，得到低失真、低紋波的正弦電壓和電流。

圖3 并聯(lián)式主電路拓撲

為保證良好的電流疊加效果，各路半橋電路的輸出電感L1、L2、L3和L4的感值保持一致。單獨分析其中一路構(gòu)成的LCL濾波器即可，以A路為例，其等效電路如圖4所示。ui、uo分別為橋臂側(cè)輸入電壓和濾波器輸出電壓；L1、Lo和C1分別為橋臂側(cè)電感、輸出側(cè)電感和電容，總電感為La=L1+Lo；i1、ic和io分別為橋臂側(cè)電流、流過電容電流和輸出電流；R1、Ro分別為電感L1和Lo的等效串聯(lián)電阻。

圖4 LCL濾波器等效電路圖

與L型濾波器相比，LCL濾波器是利用了電感電容對不同頻率分量所呈現(xiàn)阻抗差異性的特點，濾波器增加了濾波電容C1和輸出側(cè)濾波電感Lo，電感支路對高頻阻抗大，而電容支路則小[10]。加入C1和Lo后可對橋臂輸出含有高次諧波的電流i1進行并聯(lián)阻抗分流，濾波電容C1為高頻部分電流ic提供低阻抗通路，從而降低注入壓電陶瓷的諧波電流分量[11]。

由圖4可以得到橋臂側(cè)輸入電壓到輸出電流與橋臂側(cè)電流的傳遞函數(shù)：

式中：a3=L1LoC1；a2=（R1Lo+RoL1）C1；a1=La+R1RoC1；a0=R1+Ro。

LCL濾波器諧振頻率設(shè)計不應(yīng)過高或過低，LCL濾波器諧振頻率fres計算如下式：

對于并網(wǎng)逆變器一般采用的范圍為10fb

1.4 反饋電路

實現(xiàn)增益100倍的閉環(huán)控制，需要實時采集輸出電壓的值作為反饋。電壓采集通過精度為0.1%的高精度電阻網(wǎng)絡(luò)分壓，將高壓輸出信號轉(zhuǎn)換為毫伏級信號，再通過隔離運放進行隔離放大后輸出到具有4通道、16位數(shù)據(jù)精度、1MHz采樣率的數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片中。DSP通過串行外設(shè)接口與數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片通信，讀取反饋瞬時電壓值，進行峰值檢測后與期望增益電壓值做差，進行PID調(diào)節(jié)。

為防止高頻時驅(qū)動器輸出電流過大損壞驅(qū)動器或壓電陶瓷需要采集輸出電流進行過流保護。電流采集與輸出電壓采集同理，選用毫歐級的高精度采樣電阻，串接到輸出回路當中，將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號。經(jīng)過隔離運放隔離放大后通過數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片輸出到DSP芯片中。由于電流信號一般為正弦信號，需要進行有效值計算。將一個周期內(nèi)的采集值進行計算，得到電流有效值Irms為：

式中：N為一個周期內(nèi)的采用點數(shù)；m為第m次采樣計數(shù)值；im為第m次采樣的瞬時電流值。

2 并聯(lián)式主電路的移相控制及仿真

并聯(lián)式主電路采用4重移相SPWM控制策略，4重移相SPWM的工作原理是，4個相位依次相差90°的三角載波信號，由一個同頻同相的正弦信號進行調(diào)制。最終產(chǎn)生4路相位依次相差90°的SPWM信號，如圖5(a)所示。這4路SPWM信號從上到下分別用于控制圖3中的M1、M2、M3和M4，它們的相位依次是0°、90°、180°和270°。8個MOSFET的SPWM控制信號，基波頻率均為2kHz，載波頻率（開關(guān)頻率）均為100kHz。4個橋臂輸出4路幅值同Vdc的高壓SPWM信號頻率也為100kHz，僅相位依次相差90°。這4路高壓SPWM信號經(jīng)過各自的濾波電感L1、L2、L3和L4的濾波在E點復(fù)合疊加后等效出的載波頻率為400kHz。

在仿真軟件中進行4重移相并聯(lián)電路平臺的搭建并進行仿真，具體仿真參數(shù)如表1所示。

仿真結(jié)果如圖4(b)所示，4路橋臂輸出電感中紋波頻率為100kHz的電流和它們經(jīng)過復(fù)合疊加濾波后的輸出電流，該電流平滑無明顯失真且幅值為單路電流幅值的4倍。圖4(c)為圖4(b)中虛線位置電流的局部放大圖，i1、i2、i3、i4分別為電感L1、L2、L3和L4中流過的電流，它們相位同樣依次相差90°。圖4(d)為電路輸出峰值為150V，頻率為2kHz的電壓信號，總諧波失真（THD）小于3%。改變基波信號的頻率使其在2kHz范圍內(nèi)變化，觀察輸出電流的THD，發(fā)現(xiàn)其始終保持在4%以內(nèi)。

表1 仿真參數(shù)

圖5 4重移相控制仿真波形

3 實驗驗證

根據(jù)以上設(shè)計方案和仿真參數(shù)，設(shè)計了一臺基于移相控制的壓電陶瓷驅(qū)動器的實物，如圖6所示。為對驅(qū)動器中功率MOSFET進行良好的散熱，采用了從PCB背面安裝，平貼散熱器的方式，并加裝了風扇根據(jù)溫度進行調(diào)速。測試采用的壓電陶瓷等效電容為5μF，最大驅(qū)動電壓為1000V。

圖6 驅(qū)動器實物圖

3.1 輸出測試

當輸入信號是峰值1.5V，頻率為2kHz的正弦信號時檢測驅(qū)動器輸出電壓和電流，如圖7所示。輸出電壓電流頻率同為2kHz，電壓峰值為149V，增益近乎為100倍，電流峰值為6A。圖8為輸入信號峰值9.5V，頻率500Hz的輸出波形。電壓峰值960V，電流峰值6A，此時壓電陶瓷的位移接近達到最大標稱值。在輸入信號幅值固定不變的情況下，隨機改變其頻率，觀察驅(qū)動器輸出電流的THD值。結(jié)果如表2所示。最大電流THD值小于5%，由于實際器件參數(shù)并不能完全匹配仿真值，存在一定的誤差，所以實測值較仿真結(jié)果略大。

圖7 輸入1.5V，頻率2kHz

圖8 輸入9.5V，頻率500Hz

表2 電流總諧波失真

3.2 動態(tài)性能測試

壓電陶瓷的應(yīng)用場合往往對其驅(qū)動器的動態(tài)性能有較高的要求。用信號發(fā)生器產(chǎn)生不同頻率、不同幅值的正弦波信號作為驅(qū)動器的輸入，通過示波器觀察并記錄輸出信號的幅值，得到不同頻率輸入輸出電壓關(guān)系圖，如圖9所示?？梢钥吹疆斝盘栴l率在2kHz及以下時，其關(guān)系曲線基本保持固定的斜率，良好的維持了100倍的固定電壓增益，最大輸出電壓960V。當信號頻率為2500Hz時，放大倍數(shù)出現(xiàn)了明顯的偏移，但在設(shè)計頻帶2kHz以下驅(qū)動器具有良好的動態(tài)性能。

圖9 不同頻率輸入輸出電壓關(guān)系

3.3 階躍響應(yīng)測試

通過函數(shù)發(fā)生器輸出0～3V的階躍信號作為驅(qū)動器的輸入信號，通過示波器觀察驅(qū)動器的輸出電壓信號，如圖10所示。輸出電壓波形無過沖，響應(yīng)時間快，0～300V響應(yīng)時間約為200μs。

圖10 階躍響應(yīng)測試

4 結(jié)語

針對開關(guān)式壓電陶瓷驅(qū)動器輸出電流失真，紋波大等問題，設(shè)計了基于移相控制的壓電陶瓷驅(qū)動器。主電路采用半橋電路并聯(lián)的結(jié)構(gòu)結(jié)合移相控制，增加電流等效開關(guān)頻率，并采用LCL濾波器控制諧波。實驗結(jié)果表明基于該電路結(jié)構(gòu)和控制方法的開關(guān)式壓電陶瓷驅(qū)動器工作穩(wěn)定，輸出電流失真較小，具有良好的動態(tài)性能和快速的響應(yīng)能力。