陳博，樊養(yǎng)余，高永勝

（1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西 西安 710048；2.咸陽師范學(xué)院物理與電子工程學(xué)院，陜西 咸陽 712000）

1 引言

隨著通信技術(shù)的快速發(fā)展，需要傳輸?shù)男盘枎捯苍诓粩嘣龃?。例如，寬帶多業(yè)務(wù)接入和通信導(dǎo)航識別[1-2]等領(lǐng)域都提出了在未來能夠同時(shí)處理幾千兆赫茲甚至十幾千兆赫茲的寬帶射頻信號的需求[3]，不僅要求射頻接收機(jī)具有大瞬時(shí)帶寬、高分辨率、大動態(tài)范圍，還要求其能處理同時(shí)到達(dá)的多頻點(diǎn)不同波段的信號。

信道化接收技術(shù)是實(shí)現(xiàn)寬帶、多頻點(diǎn)信號同時(shí)接收的有效方法之一[4-5]。信道化接收機(jī)利用電帶通濾波器（EBPF,electric bandpass filter）將待接收的完整的寬帶射頻信號分割為若干個(gè)窄帶信號，這些窄帶信號根據(jù)頻譜分布劃分到相應(yīng)的不同子信道，然后在每個(gè)子信道對不同中心頻率的窄帶信號進(jìn)行實(shí)時(shí)接收，對信號具有幾乎100%的接收率，并實(shí)現(xiàn)了多頻點(diǎn)信號的同時(shí)接收。然而，傳統(tǒng)的信道化接收技術(shù)受諸多電子瓶頸限制，例如高頻信號在長距離傳輸時(shí)損耗極大、系統(tǒng)動態(tài)范圍低、抗電磁干擾能力差等[6]。微波光子學(xué)作為一門新興學(xué)科可以很好地解決上述問題，利用光通信超大的傳輸帶寬、強(qiáng)抗干擾能力、低損耗、輕質(zhì)量等諸多優(yōu)勢進(jìn)一步提升信道化接收機(jī)的接收性能[7-8]。近些年國內(nèi)外也報(bào)道了一些基于微波光子的信道化接收方案。其中，采用棱鏡等空間光學(xué)器件實(shí)現(xiàn)的信道化接收方案通常頻率分辨率較差且功率損耗大，難以滿足信道化接收機(jī)的發(fā)展需求；光頻梳（OFC,optical frequency comb）作為一種特殊多波長相干光源，具有頻譜范圍廣、固定重復(fù)頻率等優(yōu)勢，非常適用于微波光子信道化接收，也是目前微波光子信道化接收方案的研究熱點(diǎn)。崇毓華等[9]提出了利用雙光頻梳配合FP（Fabry-Perot）腔濾波器的信道化接收方案，但對FP 腔濾波器的Q 因子和穩(wěn)定性要求極高。Hao 等[10]提出了基于鎖模激光器和色散光纖的信道化接收方案，但其生成雙光頻梳的方案較復(fù)雜。Tang 等[11]提出了相干雙光頻梳鏡像抑制下變頻的信道化接收方案，但未對光電探測器產(chǎn)生的二階交調(diào)失真和直流偏移進(jìn)行處理。在利用光頻梳實(shí)現(xiàn)的信道化接收系統(tǒng)中影響接收性能的因素較多。例如，理想光頻梳的生成中，由于光頻梳的梳齒數(shù)量直接決定了信道化接收系統(tǒng)的子信道數(shù)量，平坦度和外帶抑制比直接影響信號的失真程度，因此理想的光頻梳應(yīng)具有梳齒數(shù)量多、平坦度高、外帶抑制比高等特點(diǎn)[12-13]。此外，影響接收機(jī)性能的因素還包括超外差架構(gòu)下的鏡像頻率干擾以及微波光子混頻之后產(chǎn)生的偶數(shù)階交調(diào)失真（主要為二階）和直流偏移失真等因素。

本文針對理想光頻梳生成、微波光子鏈路中二階交調(diào)失真和直流偏移的抑制方法，以及超外差架構(gòu)下的鏡像干擾問題為主要研究對象，提出了一種超外差架構(gòu)下的同中頻接收方案，主要包括本振頻移模塊、雙光頻梳生成模塊以及I/Q 解調(diào)模塊。在雙光頻梳生成模塊中僅需要一個(gè)雙平行馬赫?曾德爾調(diào)制器（DPMZM,dual-parallel Mach-Zehnder modulator）就可生成理想的五線光頻梳，有效簡化了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。在I/Q 解調(diào)模塊中利用EHC（electrical hybrid couple）實(shí)現(xiàn)了鏡像抑制[14-15]，解決了超外差接收機(jī)普遍存在的鏡像干擾問題，同時(shí)利用平衡探測技術(shù)消除了二階交調(diào)和直流偏移項(xiàng)[16-17]，不僅便于信號處理，還能大幅抑制共模噪聲，提高輸出信號的信噪比。

2 信道化接收原理

相干雙光頻梳信道化接收系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1 所示。一個(gè)激光二極管（LD,laser diode）產(chǎn)生一個(gè)連續(xù)光波，該連續(xù)光波作為光載波以50:50 被功分后分別進(jìn)入上下兩路。光載波可表示為其中，E0表示光信號電場幅度，ωc為光信號角頻率，上下兩路分別用于生成信號光頻梳和本振光頻梳。

信號光頻梳和本振光頻梳的生成原理相同，都是通過一個(gè)DPMZM 生成的。DPMZM 的結(jié)構(gòu)如圖2所示，包括2 個(gè)子調(diào)制器（MZMa、MZMb）和3個(gè)直流偏壓（V1a、V1b、V1c），且2 個(gè)子調(diào)制器均工作在強(qiáng)度調(diào)制狀態(tài)。

圖1 相干雙光頻梳信道化接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖2 DPMZM 結(jié)構(gòu)

本振（LO,local oscillation）信號可表示為經(jīng)DPMZM 調(diào)制到光載波后表示為

其中，V0為電信號幅度，ωLO為電信號角頻率，Vπ為調(diào)制器的半波電壓。式(1)利用貝塞爾函數(shù)展開可得到包含光載波在內(nèi)的各階光邊帶，本文僅展開到二階光邊帶進(jìn)行說明。展開后的光載波的正負(fù)一階光邊帶和正負(fù)二階光邊帶如式(2)～式(6)所示。

其中，U為五線光頻梳平坦度一致時(shí)的幅值，通過式(2)～式(8)計(jì)算可得不同Vπ的DPMZM 生成平坦五線光頻梳時(shí)的3 個(gè)直流偏壓大小，且光頻梳的自由頻譜范圍（FSR,free spectrum range）只和所加的本振頻率相關(guān)，靈活可調(diào)，非常適用于信道化接收。

系統(tǒng)不同工作點(diǎn)的頻譜如圖3 所示。上路DPMZM1輸出的信號光頻梳作為中心頻率不同的5個(gè)新的光載波，經(jīng)摻鉺光纖放大器（EDFA,erbium-doped fiber amplifier）放大后進(jìn)入DPMZM3，設(shè)置 DPMZM3工作在光單邊帶（OSSB,optical-single-side-band）調(diào)制狀態(tài)，將待接收的寬帶射頻（RF,radio frequency）信號調(diào)制到正一階光邊帶，完成寬帶RF 信號的電光調(diào)制，如圖3(a)所示。下路的光載波在生成本振光頻梳前先經(jīng)過一個(gè)頻移模塊（OFS,optical frequency shifting），頻移的目的在于使上下各五路信號下變頻到同一中頻范圍實(shí)現(xiàn)同中頻接收，有效簡化系統(tǒng)的復(fù)雜程度。移頻模塊由一個(gè)強(qiáng)度調(diào)制器（IM,intensity modulator）和一個(gè)光帶通濾波器（OBPF,optical bandpass filter）組成，一個(gè)頻率為fD的單音信號經(jīng)IM 調(diào)制后將正一階光邊帶提取出，可看作將原光載波中心頻率右移了fD后送入DPMZM2，fD的大小取決于待接收的寬帶RF 信號的中心頻率。利用同樣的方法設(shè)置DPMZM2中的3 個(gè)直流偏壓（V2a、V2b、V2c），生成本振光頻梳，如圖3(b)所示。

上下兩路信號經(jīng)偏振合束器（PBC,polarization beam coupler）合成偏振復(fù)用信號后，利用波分復(fù)用（WDM,wavelength division multiplexed）將攜帶調(diào)制信號的信號光頻梳的光邊帶和與其相對應(yīng)的本振光頻梳的光邊帶濾出后送入I/Q 解調(diào)模塊。本方案中2 個(gè)光頻梳的FSR 不同，設(shè)信號光頻梳的FSR為δ1，本振光頻梳的FSR 為δ2，則δ1?δ2即為每個(gè)子信道的帶寬。在I/Q 解調(diào)模塊中，攜帶調(diào)制信息的每一根信號光頻梳的頻率可為表示為

其中，β為調(diào)制指數(shù)，An為第n根信號光頻梳的幅值。每一根本振光頻梳的頻率可表示為

當(dāng)下各個(gè)學(xué)校教育管理信息系統(tǒng)的建設(shè)與構(gòu)成離不開教育部門的重視與推進(jìn)。時(shí)代變革也會在無形中影響到教育體系，早期板書加粉筆的教學(xué)模式不再適合現(xiàn)今學(xué)生多元化的學(xué)習(xí)需求，教育信息化成為了實(shí)現(xiàn)教育現(xiàn)代化的重要途徑，針對當(dāng)下國內(nèi)各學(xué)校教育信息化建設(shè)的不斷完善，廣大教師也應(yīng)順應(yīng)時(shí)代發(fā)展將本校信息化工作落到實(shí)處。學(xué)校從硬件與軟件兩方面入手，硬件設(shè)施由信息網(wǎng)絡(luò)、用戶終端等基礎(chǔ)設(shè)備構(gòu)成，軟件則由主操作平臺，各教職部門管理軟件組成[4]。這些教育管理信息化利器及時(shí)、迅速地將學(xué)?，F(xiàn)階段各項(xiàng)工作的狀態(tài)與進(jìn)展呈現(xiàn)了出來，從更高的角度進(jìn)行切入?yún)f(xié)助了學(xué)校各系統(tǒng)開展工作，強(qiáng)化了工作效率，降低了工作強(qiáng)度。

其中，Bn為第n根本振光頻梳的幅值。每一個(gè)子信道的中心頻率可表示為

圖3 系統(tǒng)不同工作點(diǎn)的頻譜

其中，fsig(1)和fLO(1)分別表示兩路光梳的第一根梳齒頻率，由式(11)可知，子信道中心頻率不僅和2 個(gè)光頻梳的FSR 相關(guān)，還和光邊帶的階數(shù)相關(guān)。WDM 將偏振復(fù)用信號濾出后，構(gòu)建I 路和Q 路2 個(gè)通道，每個(gè)通道都經(jīng)過一個(gè)偏振控制器（PC,polarization controller）和一個(gè)偏振分束器（PBS,polarization beam splitter），PBS 的輸出可分別表示為

其中，fRF(t)為被接收的寬帶射頻信號，α為PC 的主軸偏轉(zhuǎn)角，φ為2 個(gè)正交偏振光的相差。在I 路設(shè)置α=45°，φ=0，在Q 路設(shè)置α=45°，φ=90°，則經(jīng)BPD（balanced photodiode）之后的I 路和Q 路信號可表示為

經(jīng)過平衡探測后，2 個(gè)通道只剩下I 路和Q 路信息，二階交調(diào)失真（IMD2,the second-order inter modulation distortion）和直流項(xiàng)DC 均被消除，但此時(shí)的信號由于下變頻到同一中頻（IF,intermediate frequency），會出現(xiàn)頻譜混疊，即不同子信道的中頻信號互為鏡像，如圖3(c)所示；利用一個(gè)EHC 可有效抑制鏡像頻率，如圖3(d)所示；最終利用電帶通濾波器將不同子信道所需的中頻信號濾出，如圖3(e)所示。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)中用于產(chǎn)生連續(xù)光波的 LD（型號為EMCORE，1782）波長為1 552 nm，平均功率為17 dBm，線寬為1 MHz，最大RIN 為160 dB/Hz。光載波經(jīng)過一個(gè)50:50 的光偶合器分為上下兩路，上路的光載波進(jìn)入半波電壓為3.5 V 的DPMZM1（型號為Fujitsu FTM7961）后被一個(gè)40 GHz 射頻信號調(diào)制，DPMZM1的3 個(gè)偏置電壓分別設(shè)置為V1a=3.15 V，V1b=?6.23 V，V1c=0，即可得到自由頻譜范圍為40 GHz 的五線光頻梳，如圖4 所示。光頻梳平坦度高，外帶抑制比為23.2 dB。上路光頻梳作為信號光頻梳通過EDFA（型號為KPS-STD-BT-C-19-HG）進(jìn)行功率補(bǔ)償，噪聲系數(shù)（NF,noise factor）為4.5 dB，五線信號光頻梳進(jìn)入DPMZM3后被一個(gè)25～30 GHz 的寬帶RF 信號調(diào)制，該寬帶射頻信號由任意波形發(fā)生器（型號為Keysight M9502A）生成，使DPMZM3工作在載波抑制單邊帶調(diào)制狀態(tài)，調(diào)制后的上邊帶信號如圖5 所示。光頻梳平坦度越高，則被寬帶射頻信號調(diào)制后的每個(gè)信號功率大小越相近，可有效減小不同子信道間解調(diào)時(shí)的串?dāng)_影響。外帶抑制比越高，則在光頻梳被寬帶射頻信號調(diào)制時(shí)，雜帶信號對有用信號的干擾越小，便于信號處理。被寬帶射頻信號調(diào)制后的信號光頻梳進(jìn)入一個(gè)32 信道的WDM（型號為AAWG-C325H41FM），由于信號光頻梳間隔為40 GHz，而WDM 信道間隔為50 GHz，且信道隔離度超過35 dB，因此，WDM 可作為光帶通濾波器將每一根調(diào)制后的信號光頻梳濾出。

圖4 五線光頻梳

圖5 經(jīng)寬帶射頻信號調(diào)制后的上邊帶信號

下路光載波先進(jìn)入一個(gè)半波電壓為3.5 V 的IM（型號為Fujitsu FTM7938）進(jìn)行移頻，用于移頻的單音射頻信號fD由微波信號源（型號為N5183A MXG）產(chǎn)生，其中心頻率為26 GHz，令I(lǐng)M 工作在載波抑制雙邊帶狀態(tài)，利用OBPF 濾出正一階光邊帶送入DPMZM2，與上路生成信號光頻梳設(shè)置同樣的偏置電壓后可得到自由譜范圍為39 GHz 的五線本振光頻梳，利用EDFA 進(jìn)行功率補(bǔ)償后通過PBC將上下兩路信號耦合為一路偏振復(fù)用信號，送入同一個(gè)WDM 實(shí)現(xiàn)光頻梳分離，每路輸出信號分別連接一個(gè)三槳手調(diào)式PC 和一個(gè)PBS，最后使用2 個(gè)BPD 來探測電信號。整個(gè)鏈路所用光纖均為保偏光纖。

為了證明平衡探測對IMD2 的抑制效果，實(shí)驗(yàn)中采用頻率分別為26 GHz 和26.01 GHz、功率為0的雙音信號作為輸入，分別分析有無平衡探測的下變頻IF 的頻譜。如圖6(a)所示，未加平衡探測時(shí)，生成2 個(gè)下變頻的基波項(xiàng)（100 MHz 和110 MHz）、三階交調(diào)失真（IMD3、90 MHz 和120 MHz）和功率為?19.6 dBm 的10 MHz IMD2。加入平衡探測后IF信號的頻譜如圖6(b)所示，其中IMD2 被顯著抑制到?68.1 dBm，比圖6(a)低48.5 dB。同時(shí)，平衡探測后，基波項(xiàng)和IMD3 提高了5.9 dB。

圖6 下變頻IF 信號

繼續(xù)使用上述雙音信號測量下變頻的動態(tài)范圍。射頻輸入功率的范圍為?35～5 dBm，分別測量基波項(xiàng)、IMD2、IMD3 和噪底的功率。圖7(a)為沒有平衡探測的結(jié)果，其轉(zhuǎn)換增益Gain 為?8.3 dB，NF 為38.6 dB，三階輸入截止點(diǎn)（IIP3,third order input intercept point）為24.2 dBm。盡管SFDR3 達(dá)到但I(xiàn)MD2 始終是主要失真，并將二階SFDR（SFDR2）減少至這影響了系統(tǒng)整體的SFDR。加入平衡探測后的結(jié)果如圖7(b)所示，Gain 為?2.3 dB，改善了6 dB，與理論預(yù)期非常吻合。作為奇數(shù)階失真，IMD3 也增加了約6 dB，因此IIP3 與無平衡探測的結(jié)果幾乎相同。有平衡探測的NF 為36.4 dB，SFDR3 為與無平衡探測相比也有所改進(jìn)。值得一提的是，有平衡探測的SFDR2 達(dá)到了提高了30.3 dB。

圖7 IF 信號中基波項(xiàng)、IMD2、IMD3 和噪底的輸出功率與RF 輸入功率的關(guān)系

4 結(jié)束語

本文研究了基于相干雙光頻梳的同中頻信道化接收方案，可將一個(gè)5 GHz 帶寬的RF 信號調(diào)制到光域進(jìn)行傳輸和處理，最終劃分為5 個(gè)帶寬為1 GHz的子信道實(shí)現(xiàn)信道化接收。本文方案中所用的五線光頻梳平坦度高，外帶抑制比高，生成方法簡便且梳齒間隔可以靈活調(diào)節(jié)，若采用DPMZM 級聯(lián)的方式還可成倍增加梳齒數(shù)量。為了簡化系統(tǒng)的復(fù)雜度，本文方案采用的同中頻接收會導(dǎo)致下變頻后存在較強(qiáng)的鏡像干擾，利用EHC 可有效實(shí)現(xiàn)鏡像抑制，采用的平衡探測方法不僅可以有效抑制二階交調(diào)失真和直流偏移的影響，還能進(jìn)一步提升系統(tǒng)的動態(tài)范圍。