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        基于CORDIC的成像聲吶加權(quán)系數(shù)實(shí)時(shí)生成方法研究

        2021-01-08 08:32:12夏偉杰凡志邈
        聲學(xué)技術(shù) 2020年6期
        關(guān)鍵詞:聲吶頻域波束

        劉 雪,夏偉杰,凡志邈

        (南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院,江蘇南京 210016)

        0 引 言

        成像聲吶在海洋資源開發(fā)和海洋防衛(wèi)等方面有著重要的意義。因其具有作用距離遠(yuǎn)、能夠直觀顯示觀測(cè)區(qū)域狀況和識(shí)別目標(biāo)等特點(diǎn),被廣泛地應(yīng)用于軍事、經(jīng)濟(jì)領(lǐng)域。在成像聲吶系統(tǒng)[1-3]的設(shè)計(jì)過程中,為了實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)更為細(xì)膩的刻畫,系統(tǒng)的角度分辨率和距離分辨率指標(biāo)往往都很高。成像聲吶的接收陣列結(jié)構(gòu)對(duì)系統(tǒng)性能影響巨大,且接收陣列結(jié)構(gòu)決定著聲吶信號(hào)處理算法的選擇。線陣作為一種經(jīng)典的陣列結(jié)構(gòu),在水聲設(shè)備等相關(guān)領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用和研究[4-5]。傳統(tǒng)成像聲吶多采用預(yù)存固定加權(quán)系數(shù)的方法進(jìn)行波束形成[6-8],雖然運(yùn)算復(fù)雜度小,但需要預(yù)存大量的系數(shù);在線列陣寬帶多波束形成技術(shù)中,存儲(chǔ)一個(gè)聲速下的固定加權(quán)系數(shù),便已占用了44%隨機(jī)存儲(chǔ)器(Random Access Memory,RAM)資源??梢婎A(yù)存儲(chǔ)方法對(duì)系統(tǒng)存儲(chǔ)能力的要求非常苛刻,亟需引入實(shí)時(shí)生成的方法來解決該問題。目前已有學(xué)者將CORDIC算法引入成像聲吶波束形成算法中。楊長根等[9]采用CORDIC算法實(shí)現(xiàn)扇形變換和復(fù)數(shù)求模運(yùn)算,陳朋等[10]在三維聲吶頻域波束形成算法中利用 CORDIC直接實(shí)現(xiàn)復(fù)數(shù)的相位旋轉(zhuǎn)功能,馬超[11]設(shè)計(jì)了一種基于CORDIC的快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform, FFT)處理器,用于聲吶波束形成。此外,在其他工程應(yīng)用的FPGA實(shí)現(xiàn)中也引入了CORDIC,王韜等[12]在移動(dòng)通信的梯度跟蹤算法現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(Field Programmalble Gate Array, FPGA)實(shí)現(xiàn)方案中,引入CORDIC算法實(shí)現(xiàn)三角函數(shù)的計(jì)算。受前述文獻(xiàn)中CORDIC算法的不同應(yīng)用啟發(fā),本文提出了一種基于CORDIC的實(shí)時(shí)生成加權(quán)系數(shù)算法,以解決硬件中RAM資源占用過多的問題。

        本文在研制便攜式微小型寬帶多波束成像聲吶背景下展開,圍繞實(shí)時(shí)生成加權(quán)系數(shù)的FPGA實(shí)現(xiàn)方法進(jìn)行研究,以緩解FPGA中RAM的資源消耗問題。本文的成像聲吶相關(guān)技術(shù)指標(biāo)為:量程120 m,視角 120°,中心頻率 720 kHz,帶寬 100 kHz,波束數(shù)512,波束間距0.23°,量程分辨率0.8 cm,最高幀率20 Hz。

        1 成像聲吶加權(quán)系數(shù)分析

        1.1 線列陣波束形成理論[13]

        如圖1所示,等間隔線列陣由M個(gè)相同的陣元1,2,…,m,…,M組成,陣列間距為d,各陣元的接收方向圖相同,幅度加權(quán)系數(shù)為Ak(k=1,2,…,M)。

        圖1 基元間隔相等的線列陣Fig.1 A linear array of equally spaced elements

        本文使用的聲吶發(fā)射基陣是由 64個(gè)陣元組成的,這些陣元以弧形排列成弧陣;接收陣為線陣,由 96個(gè)陣元組成。為獲得更高的距離分辨率,本文采用線性調(diào)頻信號(hào)作為發(fā)射信號(hào),信號(hào)中心頻率為720 kHz,帶寬為100 kHz。在同等陣列結(jié)構(gòu)條件下,窄帶波束形成僅需要考慮信號(hào)來向?qū)?dǎo)向矢量的影響,而寬帶波束形成還需要考慮帶寬內(nèi)信號(hào)頻率變化的影響。故在FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí),需要采用寬帶多波束形成技術(shù)。聲吶發(fā)射信號(hào)的復(fù)數(shù)形式為

        其中,rect[?]為矩形窗函數(shù)。

        該信號(hào)遇到目標(biāo)反射產(chǎn)生延遲τ,得到具有延遲τ的回波信號(hào)。首先對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行復(fù)解調(diào)、降采樣;然后采用離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform, DFT)方法將時(shí)域信號(hào)變換到頻域進(jìn)行處理,對(duì)于變換后的頻域信號(hào)進(jìn)行脈沖壓縮;最后,將一個(gè)或多個(gè)連續(xù)頻點(diǎn)看作一個(gè)窄帶進(jìn)行處理,運(yùn)用頻域波束形成方法,進(jìn)行逐個(gè)頻點(diǎn)加權(quán)移相相加,得到θi方向的波束輸出:

        其中:sk(ω)是第k個(gè)水聽器在脈沖壓縮后頻域的表達(dá)形式;ω0是聲吶回波信號(hào)的中心角頻率;τk是第k個(gè)陣元相對(duì)于接收陣第1個(gè)陣元的延時(shí)。對(duì)于寬帶信號(hào),補(bǔ)償相移的時(shí)候,需要考慮頻率點(diǎn)的不同。

        ?ωk是第k個(gè)陣元信號(hào)需要補(bǔ)償?shù)南辔?,不同的相位補(bǔ)償可以改變波束的指向,多個(gè)相位補(bǔ)償方法即可形成多個(gè)波束。τk、?ωk的表達(dá)式為

        其中:c為水中聲速,d為等間隔的陣元間距,本文中d=λ/2= 1.04 mm(中心頻率為 720 kHz),θ為信號(hào)來向,θ'為均勻分布在120°視角范圍內(nèi)的第k個(gè)波束的指向角度。

        Ak是第k個(gè)水聽器的幅度加權(quán)系數(shù),用于改善波束性能。采用切比雪夫加權(quán),可以在波束寬度展寬很少的前提下降低旁瓣的寬度,從而提升波束性能。

        由式(2)、(3)可知,要進(jìn)行計(jì)算的加權(quán)系數(shù)為

        其中:θ'=(i?1)×q0?π/3,i=1,2,…,512,q0為波束間距,q0=(2π/3)/511。

        1.2 預(yù)存儲(chǔ)式生成方法

        為了使用FPGA實(shí)現(xiàn)1.1節(jié)線列陣頻域?qū)拵Ф嗖ㄊ纬杉夹g(shù)[14-16],首先需要使用Matlab軟件將加權(quán)系數(shù)計(jì)算出來。對(duì)于寬帶多波束形成,每個(gè)頻點(diǎn)的加權(quán)系數(shù)都需要單獨(dú)生成。本文基于 64頻點(diǎn)的脈沖壓縮結(jié)果,每 96個(gè)通道進(jìn)行波束形成,則一組加權(quán)系數(shù)就是一個(gè)96× 64的二維數(shù)組。如要產(chǎn)生512個(gè)波束,則需要3 145 728個(gè)加權(quán)系數(shù)。

        由于上述加權(quán)系數(shù)數(shù)量較大,已超出本文FPGA芯片選型的RAM容量,為了降低FPGA的存儲(chǔ)壓力,將逐頻點(diǎn)(64點(diǎn))補(bǔ)償?shù)姆椒ǜ臑閯澐譃?個(gè)子頻帶的方式[17],其理論仿真及硬件實(shí)現(xiàn)已經(jīng)驗(yàn)證了采用8個(gè)子頻帶的方式進(jìn)行補(bǔ)償幾乎不會(huì)對(duì)波束形成結(jié)果有任何影響。因此,最終需要存儲(chǔ)1 572 864個(gè)加權(quán)系數(shù)。

        在 FPGA中使用上述加權(quán)系數(shù)時(shí),需要在FPGA實(shí)例化若干個(gè)RAM,然后將加權(quán)系數(shù)存儲(chǔ)進(jìn)去,以便于在波束形成時(shí)可以直接從RAM中讀取加權(quán)系數(shù)并與脈沖壓縮后的通道數(shù)據(jù)相乘,最后進(jìn)行逆傅里葉變換(Inverse Fast Fourier Transform,IFFT)來實(shí)現(xiàn)多波束的產(chǎn)生。FPGA實(shí)現(xiàn)流程如圖2所示。

        圖2 現(xiàn)有預(yù)存儲(chǔ)式方法的FPGA實(shí)現(xiàn)流程Fig.2 FPGA implementation process with the existing pre-storage method

        圖2中采用預(yù)存儲(chǔ)式生成方法,將Akcos(?ωk)與Aksin(?ωk)分別存儲(chǔ)在兩個(gè)系數(shù)RAM中,形成1組波束在1種聲速下的實(shí)/虛部加權(quán)值。每個(gè)RAM的存儲(chǔ)深度為 6 144,每個(gè)波束形成需預(yù)存波束加權(quán)系數(shù)矢量實(shí)際所需存儲(chǔ)空間為6144× 2× 16 bit= 196 608 bit=24 kB,整個(gè)系統(tǒng)所占用 RAM 空間大小為24 kB× 86≈ 2 064 kB。資源消耗報(bào)告如表1所示。

        表1 現(xiàn)有預(yù)存儲(chǔ)式生成方法的資源消耗報(bào)告Table 1 The resource consumption report of the existing pre-storage method

        2 基于 CORDIC的加權(quán)系數(shù)實(shí)時(shí)生成方法

        2.1 實(shí)現(xiàn)方法

        在FPGA中實(shí)時(shí)完成1.1節(jié)中式(3)的計(jì)算,不僅涉及到加減乘除四種運(yùn)算,還涉及到sin函數(shù)、exp()函數(shù)這類三角函數(shù)。對(duì)于乘法使用乘法器實(shí)現(xiàn),對(duì)于所有的除法,我們將其轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)乘法進(jìn)行運(yùn)算。sin()函數(shù)可以直接用CORDIC IP核計(jì)算得到[11],而exp()函數(shù)可以借助于歐拉公式將其轉(zhuǎn)換為cos()和sin()運(yùn)算,也使用CORDIC IP核計(jì)算得到。具體實(shí)現(xiàn)

        步驟如下:

        (1) 控制循環(huán)變量

        加權(quán)系數(shù)中涉及到頻點(diǎn)n、通道數(shù)k、波束數(shù)目i三個(gè)循環(huán)變量;FPGA中可以控制n的變化與時(shí)鐘clk同步,n增加到64時(shí),k自增1,k增加到96時(shí),i自增1,以此往復(fù)循環(huán)。

        (2) 計(jì)算τ'

        由1.1節(jié)可知:τ'=(k?1)dsinθ'/c。

        ? 預(yù)存波束角度

        由于d是一個(gè)常數(shù),可以使用Matlab軟件計(jì)算出512個(gè)dsinθ',將其分別存儲(chǔ)在86個(gè)RAM中,深度為6,這樣可以避免使用FPGA計(jì)算sinθ'時(shí)邏輯資源不夠用的情況出現(xiàn)。

        ? 調(diào)用乘法器

        dsinθ'的值在上一步已經(jīng)得到了,避免使用除法器,我們可以采用上位機(jī)下發(fā)聲速的倒數(shù)1/c,在FPGA中調(diào)用兩次乘法器,即可計(jì)算出τ。

        (3) 計(jì)算exp中的常數(shù)

        在FPGA程序中我們定義成phase變量l來表示exp括號(hào)中的相位值,同樣調(diào)用兩次乘法器即可計(jì)算出相位值。

        (4) 計(jì)算exp

        根據(jù)歐拉公式,我們將相位值輸入到CORDIC中,即可得到加權(quán)系數(shù)的實(shí)部和虛部。

        CORDIC IP核要求輸入值必須為?1~1之間的數(shù)值,但是相位值卻不是處于?1~1之間,如果將相位值直接輸入到CORDIC中,超出有效輸入范圍的值對(duì)應(yīng)的輸出是無效的,因此導(dǎo)致 CORDIC輸出出現(xiàn)部分正確、部分不正確的情況,為了將所有的值縮放到?1~1之間,需要將相位值的高兩位使用高第三位的值進(jìn)行填充,即:scale_phase={phase[17],phase[17],phase[17],phase[16:0]},然后相位的前三位作為定點(diǎn)數(shù)的整數(shù)部分,后面 17位作為小數(shù)部分即可,得到scale_phase作為CORDIC的輸入相位。

        (5) 切比雪夫加權(quán)

        最后調(diào)用兩個(gè)乘法器,將步驟(4)的結(jié)果與切比雪夫幅度加權(quán)系數(shù)進(jìn)行相乘,得到最終的波束加權(quán)系數(shù)。

        綜上,基于CORDIC實(shí)時(shí)方法生成加權(quán)系數(shù)的FPGA實(shí)現(xiàn)流程如圖3所示。其中,clk為該模塊的時(shí)鐘信號(hào),en為使能信號(hào),v為實(shí)時(shí)聲速,fs為采樣頻率,x_cos為cordic ip核的輸出的余弦值,x_sin為cordic ip核的輸出的正弦值。

        圖3 基于CORDIC的實(shí)時(shí)權(quán)系數(shù)生成的FPGA實(shí)現(xiàn)Fig.3 FPGA implementation with the CORDIC based dynamic weight generation module

        本文共需要86個(gè)上述模塊完成512個(gè)波束形成加權(quán)系數(shù)的計(jì)算。

        2.2 資源消耗對(duì)比

        采用 CORDIC實(shí)時(shí)生成方法的資源消耗報(bào)告如表2所示。

        表2 基于CORDIC實(shí)時(shí)生成方法資源消耗報(bào)告Table 2 The resource consumption report of the CORDIC based real-time generation method

        由前面的仿真實(shí)驗(yàn)分析,表3給出了兩種方法的資源消耗對(duì)比。

        表3 兩種權(quán)系數(shù)生成方法的資源消耗Table 3 Comparison of resource consumption between the two generation methods of weight coefficients

        3 結(jié) 論

        本文提出了一種基于 CORDIC的成像聲吶加權(quán)系數(shù)實(shí)時(shí)生成方法,該方法用邏輯資源代替存儲(chǔ)器資源,改進(jìn)了預(yù)存儲(chǔ)式生成方法。經(jīng)過綜合、布局布線后,顯示整體系統(tǒng)模塊消耗的邏輯資源增加了32個(gè)百分點(diǎn),RAM資源占用降低了27個(gè)百分點(diǎn),有效地均衡了兩種資源的利用率。對(duì)于波束加權(quán)系數(shù)模塊的RAM資源占用率。在原有基礎(chǔ)上了降低了77%,很大程度節(jié)省了FPGA的資源。

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