郭澤旭 曹祥玉 高軍 李思佳 楊歡歡 郝彪

(空軍工程大學(xué)信息與導(dǎo)航學(xué)院, 西安 710077)

透射型極化轉(zhuǎn)換表面因其具有易于與天線共形的巨大應(yīng)用優(yōu)勢, 受到國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注. 本文將極化柵結(jié)構(gòu)與各向異性貼片結(jié)構(gòu)相結(jié)合, 設(shè)計并驗證了一種復(fù)合型透射極化轉(zhuǎn)換單元, 將該極化轉(zhuǎn)換單元組成透射超表面, 可以同時實現(xiàn)極化選擇和透射型線-圓極化變換兩種功能. 當(dāng)電磁波極化方向垂直于極化柵延伸方向入射到復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面時, 該極化轉(zhuǎn)換表面可以在9.3—10.9 GHz 實現(xiàn)透射型線-右旋圓極化轉(zhuǎn)換,當(dāng)電磁波極化方向平行于極化柵延伸方向入射時, 可以實現(xiàn)同極化全反射. 將該極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元棋盤排布后組成棋盤排布表面, 以電磁表面覆層的形式應(yīng)用于帶寬為9.4—10.7 GHz 的線極化源微帶天線,利用圓極化的相反旋向?qū)ο匦? 組成一款新穎的線極化天線. 相比于源微帶天線, 在9.5—10.5 GHz 該天線的線極化純度得到提高, 同時實現(xiàn)了天線的前向增益提高和帶內(nèi)雷達(dá)散射截面減縮, 最大減縮量達(dá)39.2 dB.實驗驗證和仿真結(jié)果吻合較好, 該設(shè)計在高增益、低散射天線設(shè)計和天線輻散射性能綜合調(diào)控中具有重要的參考價值.

1 引 言

極化是電磁波的重要電磁特性之一, 在現(xiàn)代通信、導(dǎo)航和雷達(dá)目標(biāo)識別中具有重要應(yīng)用[1,2]. 極化分為線極化、圓極化和橢圓極化, 在衛(wèi)星通信、導(dǎo)航中產(chǎn)生高純度的圓極化波成為研究熱點[3,4], 在MIMO (multiple-input multiple-output)天線中,高增益、高極化純度的線極化天線具有廣泛的應(yīng)用需求.

電磁超表面[5?8]是厚度遠(yuǎn)小于波長的二維超材料, 能夠?qū)崿F(xiàn)對電磁波幅值[9,10]、相位[11,12]和極化[13?16]的調(diào)制. 憑借其奇異的電磁特性, 電磁超表面在電磁波的綜合調(diào)控和天線設(shè)計中具有廣泛應(yīng)用. 傳統(tǒng)的極化變換器具有帶寬較窄、體積大、加工困難等缺點, 基于超表面的極化轉(zhuǎn)換器[17?19]很好地克服了這些缺點. 因其具有剖面低、設(shè)計靈活、損耗小、易于加工等特點, 極大地吸引了學(xué)者的注意. 透射型極化轉(zhuǎn)換表面[20?22]相比于反射型極化轉(zhuǎn)換表面, 雖然具有設(shè)計困難、帶寬較窄等缺點, 但其易于與源天線共形, 在應(yīng)用中具有天然優(yōu)勢. 利用透射型線-圓極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元靈活排布, 與源天線實現(xiàn)一體化設(shè)計, 在輻射源的照射下可以實現(xiàn)多種電磁功能的應(yīng)用.

隨著現(xiàn)代超視距戰(zhàn)爭的發(fā)展, 雷達(dá)散射截面(radar cross section, RCS)減縮技術(shù)[23,24]在軍事斗爭中具有重要意義. 天線作為飛行平臺上的電磁開放窗口, 是制約整個飛行平臺RCS 減縮的瓶頸.在保證天線的正常高效輻射同時, 又要減小天線的RCS 是一項具有難度的工作. 利用透射型超表面作為天線的電磁表面覆層, 通過對極化轉(zhuǎn)換單元的合理排布, 可以在提高天線增益的同時, 減小天線的RCS, 實現(xiàn)天線的輻射散射綜合調(diào)控.

本文設(shè)計了一種同時具有極化選擇和透射型線-圓極化轉(zhuǎn)換功能的復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面, 將該線-圓極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元棋盤排布, 作為電磁表面覆層應(yīng)用于線極化源天線后, 得到了一款新穎的線極化天線. 相比于源天線, 該天線可以同時實現(xiàn)極化純度提高、前向增益提高和RCS 減縮.加工了實驗樣品并在微波暗室中進(jìn)行了實際測量,實驗驗證和仿真結(jié)果吻合較好, 驗證了該設(shè)計的可行性.

2 復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面單元設(shè)計與仿真驗證

對于上下表面具有相同金屬貼片設(shè)計的各向異性結(jié)構(gòu)透射型線-圓極化轉(zhuǎn)換超表面, 主極化波透射會產(chǎn)生一個左(右)旋圓極化波, 交叉極化波透射時會產(chǎn)生與主極化波透射旋轉(zhuǎn)方向相反的右(左)旋圓極化波. 當(dāng)入射波空間內(nèi)存在較大的交叉極化分量時, 主極化和交叉極化透射過表面會產(chǎn)生兩個旋轉(zhuǎn)方向相反的圓極化波. 在前向輻射空間疊加后, 兩個相反旋向相反的圓極化波將會產(chǎn)生相消, 使圓極化軸比變差, 影響線-圓極化透射效果.所以在透射型極化轉(zhuǎn)換表面的應(yīng)用中, 要盡量減小源天線和極化轉(zhuǎn)換表面形成的空氣腔中存在的交叉極化分量. 空氣腔中的交叉極化分量主要來自于線極化源天線輻射時所產(chǎn)生的交叉極化分量, 以及主極化波入射到極化轉(zhuǎn)換表面時部分反射帶來的交叉極化反射分量. 極化轉(zhuǎn)換表面部分反射所帶來的交叉極化反射分量是由超表面結(jié)構(gòu)本身決定的,應(yīng)用極化柵的設(shè)計思想可以很好解決該問題[21].本文中提出的復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面單元結(jié)構(gòu)如圖1所示, 黃色部分為金屬, 藍(lán)色部分為介質(zhì). 該結(jié)構(gòu)由上層兩片鏡像對稱的各向異性金屬貼片、介質(zhì)層(介電常數(shù)為2.55, 電損耗角正切為0.001)和下層極化柵組成, 單元的結(jié)構(gòu)參數(shù)為:h= 2.5 mm,p=6.0 mm,a= 3.4 mm,b= 1.9 mm,d= 0.1 mm,c1= 0.2 mm,c2= 0.4 mm. 在Ansoft HFSS 15.0軟件中設(shè)置無限周期邊界條件對該單元進(jìn)行仿真分析.

圖1 復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面單元結(jié)構(gòu)示意圖Fig. 1. Schematic of the unit of composite polarization conversion metasurface.

在三維直角坐標(biāo)系中, 定義極化柵延伸方向平行于y坐標(biāo)軸, 入射波方向由–z指向z垂直于極化柵, 如圖1 所示. 入射波為x極化波時,Txx,Tyx,Rxx,Ryx分別表示x極化到x極化透射,x極化到y(tǒng)極化透射,x極化到x極化反射,x極化到y(tǒng)極化反射. 設(shè)置掃頻范圍為8—12 GHz, 圖2(a)可見,透射的x極化分量和y極化分量在10 GHz 附近幅值曲線有交叉, 幅值相近. 圖2(b)中命名為相位差的曲線代表透射的y極化分量和透射的x極化分量之間的相位差Δφ,y極化分量的相位領(lǐng)先于x極化分量, 在10 GHz 附近相位差近似為90°. 根據(jù)圓極化波形成的幅值和相位條件可知, 該復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面可以實現(xiàn)x極化-左旋圓極化透射.圓極化軸比(axial ratio, AR)可以由(1)式[21]計算, 得到的軸比曲線如圖2(a)所示, 3 dB 軸比帶寬為9.3—10.9 GHz.

圖2 復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換單元透射系數(shù)、反射系數(shù)、相位和軸比曲線 (a) 透射系數(shù)、反射系數(shù)和軸比; (b) 相位和相位差Fig. 2. The transmission coefficient, reflection coefficient,phase and AR of the unit of composite polarization conversion metasurface : (a) Transmission coefficient , reflection coefficient and AR; (b) phase and phase difference.

由于帶有極化柵的設(shè)計, 當(dāng)線極化源天線輻射x極化波時, 極化轉(zhuǎn)換表面的交叉極化反射分量幅值近似為0, 如圖2(a)中Ryx所示. 在當(dāng)入射波為y極化波時, 由于極化柵的極化選擇特性, 對于y極化波極化柵相當(dāng)于一塊完整的金屬面, 復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面將實現(xiàn)y極化波的同極化全反射.

將極化轉(zhuǎn)換單元組成超表面, 取如圖3 中紅色虛線框的范圍作為一個單元, 分析上層金屬貼片的極化轉(zhuǎn)換功能. 對于入射的x極化波, 可以將其分解到兩個正交的方向, 如圖3 所示. 在紅色虛線框單元內(nèi), 由于兩個正交的電磁波所在方向上的結(jié)構(gòu)不同, 將會有不同的阻抗, 兩個正交電磁波遇到不同的阻抗有不同的透射幅值和相位響應(yīng). 當(dāng)透射幅值相近、透射相位差為 ± 90°時, 透射波為圓極化波.

為了從透射能量的角度, 進(jìn)一步分析工作原理. 在10 GHz 頻點處, 分析了單元分別在x極化波和y極化波入射時的上下表面感應(yīng)電流強(qiáng)度和電場強(qiáng)度分布. 圖4(a)為x極化波入射時, 單元上下表面的感應(yīng)電流強(qiáng)度和電場強(qiáng)度分布, 圖4(b)為y極化波入射時, 單元上下表面的感應(yīng)電流強(qiáng)度和電場強(qiáng)度分布. 為了方便對比分析, 在不同的極化波入射下, 對電流強(qiáng)度分布和電場強(qiáng)度分布分別取相同的幅值刻度.

圖3 極化轉(zhuǎn)換原理圖Fig. 3. The schematic of polarization conversion.

當(dāng)x極化波由–z到z入射時,y向極化柵可以很好地透射x極化波, 在上層各向異性金屬貼片激發(fā)感應(yīng)電流, 實現(xiàn)極化轉(zhuǎn)換. 單元上下兩層均有電場分布, 驗證了單元在x極化電磁波照射下良好的透射特性. 當(dāng)y極化波由–z到z入射時, 極化柵阻擋了電磁波的通過. 由于極化柵對電磁波的反射,僅在單元下表面激發(fā)了感應(yīng)電流, 單元上表面各向異性金屬貼片沒有感應(yīng)電流. 由于電磁波被y向極化柵完全屏蔽, 單元上下表面均沒有電場分布.

為了驗證復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面的透射型線-圓極化轉(zhuǎn)換特性, 本文設(shè)計了一款工作于10 GHz 的線極化微帶天線作為輻射源天線, 如圖5(a)所示.天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)為:l0= 72 mm,r1= 1.2 mm,r2=3 mm,w= 12 mm,l1= 2.7 mm,l= 8.2 mm,h1=2 mm,h2= 30 mm, 工作帶寬為9.4—10.7 GHz.將極化轉(zhuǎn)換單元組成12 × 12 的極化轉(zhuǎn)換超表面,作為電磁表面覆層置于輻射源天線上, 并將其命名為12 × 12 排布表面-天線, 如圖5(b)所示.

設(shè)置輻射邊界條件, 源天線和12 × 12 排布表面-天線仿真結(jié)果對比如圖6 所示. 12 × 12 排布表面-天線的反射系數(shù)與源天線相比向低頻偏移, 但是阻抗匹配情況得到了很好的保持, –10 dB 帶寬為9.4—10.6 GHz; 通過圖6(b)可知, 12 × 12 排布表面-天線3 dB 圓極化帶寬為9.2—10.8 GHz,實現(xiàn)了透射型線-圓極化轉(zhuǎn)換.

圖4 10 Hz 頻點處, 復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換單元感應(yīng)電流強(qiáng)度和電場強(qiáng)度分布圖 (a) x 極化入射波; (b) y 極化入射波Fig. 4. The induced current and electric field intensity distribution of composite polarization conversion metasurface: (a) x-polarized incident wave; (b) y-polarized incident wave.

3 基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線

本節(jié)以復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面的線-圓極化透射特性為基礎(chǔ), 并以實現(xiàn)天線的輻射散射綜合調(diào)控為目標(biāo), 設(shè)計了一款基于棋盤排布表面的線極化低RCS 高增益天線. 根據(jù)鏡像對稱原理, 將上層金屬貼片鏡像對稱后, 仍然以x極化波作為輻射源,可以實現(xiàn)x極化波到右旋圓極化波透射, 如圖7所示.

圖5 源微帶天線和基于12 × 12 單元排布表面的圓極化高增益天線 (a)線極化微帶天線; (b)圓極化高增益天線Fig. 5. The source microstrip antenna and circularly polarized high gain antenna based on 12 × 12 units arrangement matasurface(a) The linearly polarized microstrip antenna; (b) the circularly polarized high gain antenna.

圖6 12 × 12 排布表面-天線與源天線對比圖 (a) 反射系數(shù)隨頻率變化曲線; (b) 軸比隨頻率變化曲線;Fig. 6. Comparison between the 12 × 12 units arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency.

圖7 線-圓極化轉(zhuǎn)換現(xiàn)象示意圖 (a) 線-左旋圓極化轉(zhuǎn)換; (b) 線-右旋圓極化轉(zhuǎn)換Fig. 7. Schematic of the linear to circular polarization conversion phenomenon: (a) Linear to left-hand circular polarization conversion; (b) linear to right-hand circular polarization conversion.

線極化波可以分解為兩個旋轉(zhuǎn)方向相反、幅值相同的圓極化波. 同時兩個旋轉(zhuǎn)方向相反的圓極化波也可形成線極化波. 理論上分析, 將極化轉(zhuǎn)換表面及其鏡像表面棋盤布陣后, 同一個空間內(nèi)將會同時存在同頻率、同幅度、同分量的左旋圓極化波和右旋圓極化波, 兩種極化波相互疊加, 可以保持源天線的線極化透射. 為了驗證所提出的思路, 將極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元組成6 × 6 的子陣, 分別命名為part 1, part 2, 將part 1 和part 2 棋盤布陣后, 組成一個12 × 12 的棋盤排布表面. 將設(shè)計的棋盤排布表面作為電磁表面覆層置于10 GHz源天線上方, 電磁表面覆層和微帶天線的地板之間可以形成Fabry–Perot 諧振腔, 要使得輻射同相疊加增強(qiáng), 可根據(jù)(2)式[21]計算得到h3高度:

其中,φr表示極化轉(zhuǎn)換表面的同極化反射相位,φd表示天線地板的反射相位,H為天線地板和極化轉(zhuǎn)換表面形成諧振腔的高度,λ為10 GHz 對應(yīng)的波長. 由圖2(b)中可知, 在10 GHz 處φr= –202.8°.通常, 天線地板的反射相位取φd= –180°. 為了保證天線的阻抗匹配良好同時降低天線剖面, 取N= 3, 計算可得H= 29.1 mm. 經(jīng)過諧振腔高度優(yōu)化, 最終取h3= 30 mm. 將加載了棋盤排布表面的天線命名: 棋盤排布表面-天線, 如圖8 所示.

圖8 基于棋盤排布表面的線極化低RCS 高增益天線Fig. 8. Linearly polarized low RCS high gain antenna based on chessboard arrangement metasurface.

圖9 棋盤排布表面-天線與源天線對比圖 (a) 反射系數(shù)隨頻率變化; (b) 軸比隨頻率變化; (c) 實際增益隨θ 變化; (d) 實際增益隨頻率變化Fig. 9. Comparison between the chessboard arrangement metasurface-antenna and source antenna: (a) Reflection coefficient varies with frequency; (b) AR varies with frequency; (c) realized gain varies with θ; (d) realized gain varies with frequency.

設(shè)置輻射邊界條件, 源天線和棋盤排布表面-天線仿真結(jié)果對比如圖9 所示. 棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)與源天線相比向低頻偏移, 阻抗的匹配情況保持較好, –10 dB 的帶寬為9.4—10.5 GHz; 通過軸比對比圖可知, 棋盤排布表面-天線在9.5—10.5 GHz 頻帶內(nèi), 軸比均大于線極化源天線, 說明加上棋盤排布表面后天線的線極化純度得到了提高. 在10 GHz 頻點, 對兩款天線的增益曲線進(jìn)行對比, 可以看出, 極化轉(zhuǎn)換表面具有波束聚焦的效果, 前向增益提升. 從圖9(d)中可以看出,在9.5—10.5 GHz 頻帶內(nèi), 前向增益均有提高, 增益提高的最大值為1.8 dBi. 綜合以上輻射分析, 所提出的棋盤排布表面-天線可以在9.5 —10.5 GHz 同時實現(xiàn)極化純度提升和前向增益提高.

以x極化入射波作為雷達(dá)探測波, 對棋盤排布表面-天線散射分析. 本文所提出的棋盤排布表面-天線的工作帶寬為9.5—10.5 GHz, 為了有針對性地進(jìn)行帶內(nèi)的RCS 分析, 所以在掃頻范圍為8—12 GHz 內(nèi). 10 GHz 頻點處兩種天線的三維RCS散射圖如圖10 所示, 棋盤排布表面-天線具有漫散射效果, 相比于源天線RCS 峰值明顯減小.

圖10 天線散射圖 (a) 源天線; (b) 棋盤排布表面-天線Fig. 10. Scattering pattern of antenna: (a) Source antenna; (b) chessboard arrangement metasurface-antenna.

掃頻仿真對比結(jié)果如圖11(a)所示, 定量分析了兩款天線法向單站RCS 情況. 棋盤排布表面-天線在9.4—11.7 GHz 實現(xiàn)了法向單站RCS 減縮,最大RCS 減縮幅值達(dá)39.2 dB.

為了分析RCS 減縮原因, 對組成棋盤排布表面的極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元進(jìn)行了仿真分析.組成棋盤排布表面-天線的源微帶天線會對散射分析有影響, 所以以極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元為研究對象進(jìn)行RCS 分析時, 在距離極化轉(zhuǎn)換單元30 mm 處放了一塊金屬地, 來模擬源微帶天線金屬地板對超表面的影響. 設(shè)置無限周期邊界條件,以x極化波作為探測雷達(dá)波, 入射方向與天線輻射方向相反, 分別用Rxx和Ryx來代表x極化反射分量和y極化反射分量. 由于存在金屬板, 電磁波透射量為0, 即. 鏡像單元和原始單元反射波中交叉極化分量和同極化分量如圖11(b)所示, 呈現(xiàn)出相同的幅值特性. 在10 GHz 附近, 帶有金屬的極化轉(zhuǎn)換單元和鏡像單元均具有反射型線-線極化轉(zhuǎn)換效果, 即x極化入射后以y極化反射, 定義極化轉(zhuǎn)換率(polarization conversion ratio, PCR):

圖11(c)為原始單元及其鏡像單元極化轉(zhuǎn)換率曲線圖, 10 GHz 附近, 極化轉(zhuǎn)換率接近1, 鏡像單元和原始單元呈現(xiàn)出相同的幅值特性. 圖11(d)為鏡像單元和原始單元反射相位曲線圖, 從圖中可以看出兩種單元y極化反射分量相位相差為180°.當(dāng)兩種單元同時受到x極化探測雷達(dá)波照射, 可以實現(xiàn)y極化反射波的相位相消, 以減小雷達(dá)反射回波. 所以, 當(dāng)y極化反射分量幅值越大, 即圖11(c)中x-y極化轉(zhuǎn)換率越高時, 棋盤排布表面-天線的RCS 減縮效果越好, 很好地解釋了RCS 減縮原理.文中設(shè)置無限周期邊界條件分析方式, 與輻射條件下對天線總體的單站RCS 掃描分析方式相互契合的是最大RCS 減縮頻點在10 GHz 附近, 以及RCS曲線的變化趨勢, 并無定量分析.

綜合以上輻射和散射分析, 所提出的棋盤排布表面-天線同時實現(xiàn)了線極化純度提高、前向增益提高和RCS 減縮多種功能, 實現(xiàn)了對天線的輻射散射一體化綜合調(diào)控.

4 棋盤排布表面-天線的加工及實際測試

采用印刷電路板技術(shù)加工了棋盤排布表面和源天線. 為了方便源天線和棋盤排布表面的組合固定, 加工時拓寬了天線和棋盤排布表面的中間介質(zhì)層, 并打有4 個通孔, 通過尼龍螺絲和尼龍墊片來固定并嚴(yán)格控制空氣腔的高度, 組成棋盤排布表面-天線, 如圖12(a)所示.

圖11 天線低RCS 特性分析曲線 (a) 源天線和棋盤排布表面-天線單站RCS; (b) 單元及其鏡像單元反射幅值曲線; (c) 單元及其鏡像單元極化轉(zhuǎn)換率曲線; (d) 單元及其鏡像單元反射相位曲線Fig. 11. Analysis curve of low RCS characteristics of antenna: (a) Source antenna and chessboard arrangement metasurface-antenna single station RCS; (b) reflection amplitude curve of unit and its mirror unit; (c) polarization conversion curve of unit and its mirror unit; (d) reflection phase curve of unit and its mirror unit.

圖12 (a) 加工樣品示意圖; (b) 實測環(huán)境示意圖Fig. 12. (a) Schematic of fabricated sample; (b) measured environment.

實際測試中使用的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀型號為Agilent N5230C, 測量頻率范圍300 kHz—20 GHz,具有兩個內(nèi)置信號源110 dB 系統(tǒng)和122 dB 接收機(jī)動態(tài)范圍. 測試線纜采用Agilent 85131F 軟線纜, 測試穩(wěn)定性低于0.12 dB, 插入損耗為0.25·sqrt(f) +0.2 dB, 其中f單位為 GHz. 采用標(biāo)準(zhǔn)喇叭天線作為發(fā)射天線, 將測試天線安置在轉(zhuǎn)臺上, 并在天線后方放置吸波材料, 以減小轉(zhuǎn)臺對實驗的影響. 使用水平校準(zhǔn)儀, 將測試天線與標(biāo)準(zhǔn)喇叭天線的相位中心對齊. 測試天線與標(biāo)準(zhǔn)喇叭天線之間的距離滿足遠(yuǎn)場條件. 由于實驗條件的限制, 分別測試了源天線和棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)和輻射方向圖,仿真結(jié)果和測試結(jié)果對比如圖13所示.天線本身的邊緣繞射等主要會對天線的方向圖產(chǎn)生一定影響,天線阻抗匹配問題,主要反映的是天線能否在一定頻帶內(nèi)有效工作,駐波測試結(jié)果主要由天線設(shè)計效果、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的動態(tài)范圍以及線纜與天線SMA接口之間的鏈接效果共同決定.可以看見,源天線和棋盤排布表面-天線的反射系數(shù)和方向圖基本吻合,實驗驗證了仿真設(shè)計的可行性.由于實驗不是在絕對理想的環(huán)境中進(jìn)行、加工誤差等原因,仿真曲線與實際曲線的不符在誤差允許的范圍內(nèi).

圖13 仿真結(jié)果與實驗結(jié)果對比(a)源天線反射系數(shù)隨頻率變化;(b)源天線實際增益隨θ 變化;(c)棋盤排布表面-天線反射系數(shù)隨頻率變化;(d)棋盤排布表面-天線實際增益隨θ 變化Fig.13.Com parison between simulation results and measurement results:(a)Reflection coefficient varies with frequency of source antenna;(b)realized gain variesw ith θ of source antenna;(c)reflection coefficient variesw ith frequency of chessboard arrangement metasurface-antenna;(d)realized gain variesw ithθ of chessboard arrangementmetasurface-antenna.

5 結(jié) 論

本文在設(shè)計并驗證了一種復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換表面的基礎(chǔ)上,利用圓極化相反旋向?qū)ο匦?將復(fù)合型極化轉(zhuǎn)換單元及其鏡像單元棋盤排布,以一款線極化源微帶天線作為輻射源,得到了一款新穎的基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線,實現(xiàn)了輻射散射的綜合調(diào)控.為了驗證設(shè)計的可行性,采用印刷電路板技術(shù)制作了基于棋盤排布表面的線極化低RCS高增益天線,并在微波暗室中進(jìn)行了實際測量.實驗驗證和仿真結(jié)構(gòu)吻合較好,該設(shè)計在高增益、低RCS天線設(shè)計和天線輻散射性能綜合調(diào)控中具有重要的參考價值.