魯 帆，孫 彪，鄧 暢，康小克

(1.中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225101;2.成都中科天御通信技術有限公司，四川 成都 610000)

0 引 言

在現(xiàn)代通信、雷達及電子對抗領域中，固態(tài)功率放大器的應用范圍越來越廣泛，發(fā)射機系統(tǒng)對功率放大的輸出功率和頻率帶寬要求也越來越高，因此，設計低功耗、高穩(wěn)定功率輸出的固態(tài)功率放大器尤為重要。然而由于半導體自身物理特性的影響，相對于真空器件，單只固態(tài)功率管芯片輸出功率有限[1-3]，且隨著頻率和帶寬增加，單功率芯片的輸出功率也會明顯減小，無法滿足電子系統(tǒng)的大功率需求。采用功率合成技術，將若干分立芯片功率矢量疊加，再實現(xiàn)大功率輸出。

隨著系統(tǒng)指標越來越嚴格，針對寬帶大功率放大組件，除了要求發(fā)射功率更高以外，帶內(nèi)雜散、諧波以及靜噪等相關指標要求也越為苛刻。通過多級放大和均衡電路設計，將輸入信號逐級穩(wěn)步放大(避免功率深度飽和)，可以有效降低靜態(tài)噪聲。為了提高輸出功率和合成效率，利用數(shù)字預失真(DPD)可以改進功率放大器的線性度[4]，如F類或F-1類[5-6]高效率功率放大器。而此類放大器需要奇次諧波和偶次諧波的開路或短路條件(頻率已知)，很難實現(xiàn)寬帶設計，對于諧波指標，特別是超寬帶帶內(nèi)諧波，更是無法抑制。因此，本文提出一種新的設計方法設計功率放大器，可以實現(xiàn)超寬帶二次諧波抑制要求。

1 實現(xiàn)原理

一般情況下，二次諧波和三次諧波對功率放大器的輸出功率和效率有較大的影響，更高次諧波阻抗對功率放大器的性能影響相對較小，而過多考慮諧波影響會增加設計電路的復雜度，但對性能的改進較小。因此，本文只針對二次諧波抑制進行分析和設計。

傳統(tǒng)的功率放大器二次諧波調(diào)諧電路如圖1所示，調(diào)諧電路由微帶低通濾波電路、1/4波長線和切換開關電路組成。由于λg/4微帶線對基波和奇次諧波是開路，對偶次諧波是短路，設置微帶電路L的長度為λg/4，優(yōu)化匹配電路，可以實現(xiàn)二次諧波的最佳反射。然而λg/4只能針對中心和有限窄帶內(nèi)頻率有較好的二次諧波抑制，針對超寬帶設計電路，很難保證所有頻點都實現(xiàn)二次諧波阻抗匹配。為了解決這個問題，有人提出功放工作頻率分段并增加匹配電路的方式實現(xiàn)頻率的諧波抑制[7-10]，而這種方法能夠拓寬的頻率帶寬有限。

圖1 傳統(tǒng)二次諧波調(diào)諧電路

本文提出一種覆蓋6～18 GHz的超寬帶諧波調(diào)諧的方法，通過鏡像電橋?qū)崿F(xiàn)二次諧波調(diào)諧，實現(xiàn)功放功率的高效輸出。

由文獻[11]可知，耦合電橋和放大器都可以等效成四端口網(wǎng)絡，其傳輸矩陣分別如下：

90°耦合電橋，其傳輸矩陣為：

180°耦合電橋，其傳輸矩陣為：

對于基波信號，放大器近似傳輸矩陣為：

式中：G為基波信號的增益系數(shù)。

對于二次諧波信號，90°和180°耦合電橋?qū)糯笃鹘苽鬏斁仃嚍椋?/p>

利用傳輸矩陣相乘得到的合成電路等效總矩陣，可以求得不同電橋?qū)幕ê投沃C波。

假設射頻信號為：

P0=A1e-j1(ωt+φ)+B1e-j2(ωt+φ′)

(1)

式中：A1e-j1(ωt+φ)為基波功率；B1e-j2(ωt+φ)為二次諧波信號；ω為頻率周期；φ和φ′分別為基波信號和二次諧波信號的初始相位。

如圖2所示，射頻信號經(jīng)過功率合成網(wǎng)絡輸出變?yōu)椋?/p>

P1=A2e-j1(ωt+φ)+B2e-j2(ωt+φ′)

(2)

圖2 傳統(tǒng)功率合成電路

圖3 基于90°電橋電路設計

如圖3所示，利用負載匹配耦合四端口網(wǎng)絡的某一輸入端口，射頻信號經(jīng)過另一輸出端口進入90°電橋后，直通端輸出的射頻和二次諧波信號沒有變化，可用式(1)表示；耦合端輸出射頻和二次諧波信號則變?yōu)楣?3)[11]：

P1′=A3e-j1(ωt+φ+90°)+B3e-j2(ωt+φ′+90°)

(3)

直通端和耦合端輸出信號經(jīng)過放大電路傳輸至鏡像耦合四端口90°電橋，可以得出電橋輸出端口1的射頻和二次諧波信號變?yōu)椋?/p>

P2=2A4e-j1(ωt+φ+90°)+2B4e-j2(2ωt+φ′+180°)

(4)

輸出端口2的射頻和二次諧波信號變?yōu)椋?/p>

P3=2B4e-j2(2ωt+φ′)

(5)

同理，如圖4所示，針對同一射頻信號輸入，若更換為鏡像四端口180°電橋，則可以得出電橋輸出端口1的射頻和二次諧波信號變?yōu)?

P4=2A5e-j1(ωt+φ+180°)

(6)

圖4 基于180°電橋電路設計

輸出端口2的射頻和二次諧波信號變?yōu)椋?/p>

P5=2A5e-j1(ωt+φ)

(7)

從公式(1)～(7)可以看出，與傳統(tǒng)功分合成電路比較，利用90°鏡像耦合電橋，可以理論上實現(xiàn)3 dB的諧波抑制；利用180°鏡像耦合電橋，可以理論上實現(xiàn)無窮大的諧波抑制。

2 仿真計算

針對上述公式推導得出的結論，通過ADS仿真軟件進行仿真計算，如圖5所示。建立傳統(tǒng)功率合成網(wǎng)絡仿真模型，設定輸入射頻信號頻率6 GHz，功率為0 dBm，合成支路放大器增益10 dBm，輸出P-1為5 dBm。

圖5 傳統(tǒng)功率合成網(wǎng)絡仿真模型

如圖6所示，合成網(wǎng)絡輸出口對應基波6 GHz的功率為6.16 dBm，二次諧波功率為-4.44 dBm。

如圖7所示，針對上述同樣輸入，利用90°鏡像耦合電橋替換功分合成網(wǎng)絡。仿真結果如圖8所示，可以看出，輸出基波信號功率不變，二次諧波功率由-4.44 dBm變?yōu)?7.45 dBm，調(diào)諧抑制3 dB，與理論公式推導結論吻合。

圖6 傳統(tǒng)功率合成網(wǎng)絡仿真結果

同理，如圖9所示，針對上述同樣輸入，利用180°鏡像耦合電橋替換功分合成網(wǎng)絡。仿真結果如圖10所示，可以看出，輸出基波信號功率不變，二次諧波功率由-4.44 dBm變?yōu)?329.6 dBm，調(diào)諧抑制接近無窮大，與理論公式推導結論吻合。

3 實測分析

針對上述模型，搭建實物平臺測試，如圖11和圖12所示。

圖11為傳統(tǒng)功分合成電路，利用1對功分器(黑色)和限幅放大器搭建測試模型，其中2～18 GHz功分器的插入損耗為7 dB，2～12 GHz限幅放大器飽和輸出功率為3±1 dBm(-50～-20 dBm輸入)。如圖12所示，利用1對90°鏡像電橋和限幅器搭建測試平臺，2種電路分別利用信號源輸入頻率2 GHz,功率-30 dBm，頻譜分析儀測試輸出結果(-10 dB衰減匹配)如表1所示。

表1 2種電路實測數(shù)據(jù)

圖7 90°耦合電橋功率合成仿真模型

圖8 90°耦合電橋功率合成仿真結果

從表1可以看出，相對于傳統(tǒng)電路，基于90°鏡像耦合電路可以實現(xiàn)2.6 dB的二次諧波抑制，符合理論推導計算。

4 結束語

本文提出一種基于鏡像耦合電橋的功率合成電路二次諧波調(diào)諧的方法，通過理論和仿真計算得出結論，即90°鏡像耦合電橋可以實現(xiàn)3 dB的諧波抑制；180°鏡像耦合電橋可具備無窮大的諧波調(diào)諧能力?；诂F(xiàn)有的耦合電路和放大器搭建實物測試平臺，實測結果表明90°鏡像耦合電橋可實現(xiàn)2.5 dB諧波調(diào)諧，進一步驗證了上述結論。此方法對寬帶功率放大器合成效率和諧波抑制指標有較明顯的提升，這為設計超寬帶空間或平面功率合成實現(xiàn)大功率輸出要求的放大器有非常重要的意義，也為大功率放大器的工程應用奠定了基礎。

圖9 180°耦合電橋功率合成仿真模型

圖10 180°耦合電橋功率合成仿真結果

圖12 90°耦合電橋?qū)崪y平臺