劉亞兵，王海清，胡欽龍，吳 凇，胡利民，張國楠

(1.中國船舶重工集團(tuán)公司 第705 研究所昆明分部，云南 昆明，650101；2.海裝駐昆明地區(qū)第二軍事代表室，云南 昆明，650101)

0 引言

無人水下航行器(unmanned undersea vehicle，UUV)常采用永磁無刷電機(jī)聯(lián)接螺旋槳作為推進(jìn)裝置，因其比功率大，調(diào)速范圍寬泛，可同時(shí)滿足特殊場合下UUV 對低速巡航和高速?zèng)_刺的應(yīng)用需求[1-3]。按照行業(yè)內(nèi)的普遍區(qū)分方法，永磁無刷電機(jī)分為方波驅(qū)動(dòng)的無刷直流電機(jī)(brushless direct current motor，BLDC)和正弦波驅(qū)動(dòng)的永磁同步電機(jī)(permanent-magnet synchronous motor，PMSM)。針對2 種控制方式，學(xué)者們作了大量的研究。王宗培等[4]在早期對永磁電機(jī)做出了較為準(zhǔn)確的論述，分析了方波及正弦波驅(qū)動(dòng)同款電機(jī)時(shí)的性能差異。文宇良等[5]針對軌道交通領(lǐng)域的PMSM 應(yīng)用實(shí)例，指出正弦波控制模式下逆變器的輸出電壓受供電側(cè)限制，電流調(diào)節(jié)器將隨著轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)矩的升高而達(dá)到輸出飽和，并提出了采用矢量控制和方波模式下電壓相角控制的結(jié)合策略，解決了傳統(tǒng)永磁牽引系統(tǒng)高速段無法進(jìn)入方波工作模式、電壓利用率低的問題。沈建新等[6]針對同步磁阻電機(jī)進(jìn)行了方波與正弦波驅(qū)動(dòng)2 種模式下的對比研究，指出方波驅(qū)動(dòng)時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)矩密度、效率以及功率因素均略有下降。以上研究均局限于逆變器供電電壓維持不變的工況下，而針對UUV 上大容量電池組供電的場合，目前的研究并不多見。

方波驅(qū)動(dòng)和正弦波驅(qū)動(dòng)模式對電機(jī)的轉(zhuǎn)矩、輸出功率和效率等參數(shù)均產(chǎn)生不同程度的影響，方波驅(qū)動(dòng)模式下，電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大，噪聲高，但母線利用率高；正弦波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小，噪聲低。采用何種模式要根據(jù)不同場合應(yīng)用需求來決定，文中針對某大型UUV推進(jìn)電機(jī)，介紹基于旋轉(zhuǎn)變壓器的方波驅(qū)動(dòng)及正弦波驅(qū)動(dòng)2 種控制技術(shù)，通過陸上功率對比試驗(yàn)得出2 種驅(qū)動(dòng)方式的主要試驗(yàn)數(shù)據(jù)，為相關(guān)工程應(yīng)用提供參考。

1 轉(zhuǎn)子位置檢測

低速大扭矩電機(jī)輸入電源頻率低，極數(shù)多，可靠的轉(zhuǎn)子位置檢測方式直接決定著電機(jī)輸出性能。電機(jī)轉(zhuǎn)子位置檢測方式包括傳感器和無傳感器2 種。無位置傳感器控制技術(shù)近年來得到廣泛的研究，其中反電勢檢測法適用于高速電機(jī)，而利用電機(jī)電感飽和效應(yīng)構(gòu)成的飽和凸極特征的“高頻注入法”是低速電機(jī)當(dāng)前普遍采用的方式[7-9]，其經(jīng)濟(jì)性固然得以保障，但可靠性仍值得討論，且電機(jī)啟動(dòng)瞬間抖動(dòng)的問題仍是無位置檢測技術(shù)當(dāng)前存在的重要弊病。在有傳感器控制技術(shù)中，方波控制模式常使用磁感應(yīng)霍爾傳感器作為檢測手段，正弦波模式則采用更精密的光電編碼器或旋轉(zhuǎn)變壓器(rotary variable differential transformer，RVDT)，前者檢測精度雖高，但受環(huán)境因素影響較大，特別在低溫、鹽霧等場合容易失效，因此，在可靠性要求較高的場合，RVDT 仍是檢測電機(jī)轉(zhuǎn)子位置的最優(yōu)方案，文中采用RVDT 進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置及速度的實(shí)時(shí)解算。

圖1 所示為電機(jī)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時(shí)，RVDT 檢測到的位置信息。對于1 對極的RVDT，電機(jī)旋轉(zhuǎn)1周，前者檢測到的角度變化P次，即

式中：P為電機(jī)極對數(shù)；θ(t) 為RVDT 實(shí)時(shí)角度位置；ψ(t) 為電機(jī)實(shí)時(shí)電角度。電機(jī)轉(zhuǎn)過1 個(gè)電角度，12 位檢測精度的RVDT 經(jīng)解碼電路后輸出值為0～4 095，依據(jù)該值的大小即可定位出轉(zhuǎn)子實(shí)時(shí)位置。

圖1 RVDT 轉(zhuǎn)子位置圖Fig.1 Diagram of rotor position in RVDT

2 方波驅(qū)動(dòng)模式

2.1 導(dǎo)通相序計(jì)算

傳統(tǒng)的方波控制模式中，依靠3 個(gè)霍爾傳感器來實(shí)時(shí)檢測轉(zhuǎn)子位置，在1 個(gè)電周期內(nèi)，假設(shè)3個(gè)霍爾值的變化為6→2→3→1→5→4，分別對應(yīng)B?C+→ B?A+→ C?A+→ C?B+→ A?B+→A?C+的導(dǎo)通序列，如表1 所示。采用RVDT 時(shí)，將其輸出值(0～4 095)平均6 等份后，即形成方波控制模式下的6 拍換相時(shí)刻，6 等份取整后的輸出值為682，在初始位置定位準(zhǔn)確后，即可按照表1右側(cè)所示的順序進(jìn)行換相。

2.2 RVDT 位置校正及提前換相

由電機(jī)學(xué)理論，電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩與速度、反電勢及相電流相關(guān)，無論哪種控制技術(shù)，最終目的都是對電機(jī)轉(zhuǎn)矩的控制，式(2)為電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩的一般表達(dá)形式，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速ω一定時(shí)，要想電機(jī)出力(轉(zhuǎn)矩)最大，則反電勢與相電流需保持同相位。

表1 換相角度表Table 1 Parameters of commutation angle

式中：iab、ibc、ica為三相定子繞組相電流；eab、ebc、eca為三相定子繞組感應(yīng)電動(dòng)勢。

電機(jī)繞組電阻一定時(shí)，相電流的產(chǎn)生受逆變器輸出電壓控制，則式(2)變?yōu)?/p>

由式(3)可知，當(dāng)電機(jī)反電勢與逆變器輸出電壓夾角為零時(shí)，電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩最大。

RVDT 隨電機(jī)出廠時(shí)，安裝位置任意，因此需進(jìn)行位置校正，以滿足電機(jī)反電勢與逆變器輸出電壓同相位。目前針對永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)子初始位置標(biāo)定的方法很多，采用RVDT 時(shí)，可通過測量其輸出的正弦信號(hào)過零點(diǎn)與U相空載反電勢過零點(diǎn)的相位差來實(shí)現(xiàn)初始角的標(biāo)定，也可通過觀測驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形與反電勢的關(guān)系來校正。文中提出的RVDT 位置校正方法以式(3)為基礎(chǔ)，不關(guān)注控制系統(tǒng)中間過程，通過在線補(bǔ)償RVDT 輸出值的方法，只需觀測電機(jī)空載反電勢與逆變器輸出電壓的相位差即可。為此搭建圖2 所示的測試平臺(tái)，電機(jī)與逆變器的三相輸出端各自連接等阻值的電阻以模擬中點(diǎn)，圖中，motor 為另外一臺(tái)電機(jī)，拖動(dòng)PMSM 旋轉(zhuǎn)；A、B、C 為PMSM 三相繞組，分別接3 個(gè)等值電阻，N為電阻中點(diǎn)；同樣，A*、B*、C*為絕緣柵雙極型功率管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)三相輸出，分別接3 個(gè)等值電阻，M為電阻中點(diǎn)。RVDT 的輸出信號(hào)接入數(shù)字信號(hào)處理(digital signal processing，DSP)，逆變器母線側(cè)施加直流電壓，PMSM 由另外一臺(tái)電機(jī)按照實(shí)際轉(zhuǎn)向拖動(dòng)運(yùn)行，通過在線調(diào)節(jié)補(bǔ)償角θΔ，實(shí)現(xiàn)RVDT 位置校正。

圖2 RVDT 位置校正原理Fig.2 Schematic diagram of position correction for RVDT

值得注意的是，按照圖2 校正后的RVDT 角度只是空載時(shí)的理論最佳角度，當(dāng)負(fù)載增加后，電機(jī)相電流與逆變器輸出電壓之間將存在相位差，此時(shí)若仍按照初始角度進(jìn)行換相控制，則會(huì)引起電機(jī)相電流畸變，轉(zhuǎn)矩降低，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)加大，故應(yīng)采用提前換相的策略以達(dá)到最優(yōu)控制效果[10]。關(guān)于提前換相技術(shù)的參考資料較多，常見的研究文獻(xiàn)闡明電機(jī)在高速及低速時(shí)換相時(shí)間不同，需要提前的角度與相電流和轉(zhuǎn)速有關(guān)，即

文獻(xiàn)[10]中闡述了提前換相角度與占空比及相電流的相關(guān)性，實(shí)現(xiàn)方法是將霍爾元件超前角度安裝，但該措施只適于某一恒定負(fù)載，對于變負(fù)載場合明顯不適用。而式(4)的公式法在實(shí)現(xiàn)上除了需要實(shí)時(shí)代入角速度值，對于電感、電阻等實(shí)際工作中存在變化的參數(shù)沒有考慮，實(shí)際效果并不理想。基于RVDT 的提前換相方法在工程實(shí)現(xiàn)上容易得多，如表2 所示，在常規(guī)換相角度上增加一個(gè)提前換相角θ即可。UUV 推進(jìn)電機(jī)工況往往只有幾個(gè)功率點(diǎn)，對應(yīng)航行平臺(tái)的幾個(gè)航速，對于不同功率點(diǎn)，θ值各不相同，可根據(jù)陸上功率試驗(yàn)進(jìn)行摸底測試。

表2 提前換相角度表Table 2 Parameters of advance commutation angle

3 正弦波驅(qū)動(dòng)模式

3.1 常規(guī)控制策略

正弦波驅(qū)動(dòng)模式常采用圖3 所示的磁場導(dǎo)向控制(field-oriented control，F(xiàn)OC)原理框圖，除了同樣需要實(shí)時(shí)檢測電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息的RVDT 外，還需檢測兩相定子電流ia、ib，以進(jìn)行坐標(biāo)變換。速度外環(huán)比例-積分(proportional-integral，PI)控制器的反饋量則由RVDT 及速度解算模塊構(gòu)成，給定量為速度指令。電流傳感器檢測的兩相電流經(jīng)坐標(biāo)變換后構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)PI 控制器的反饋量，給定量則是d軸及q軸的電流參考值，其中，q軸的電流參考值由速度環(huán)PI 控制器產(chǎn)生，對于表貼式的電機(jī)而言，id=0即可獲得最佳的電機(jī)性能，即d軸的電流參考值idRef=0為0。

圖3 磁場定向控制原理圖Fig.3 Schematic diagram of field oriented control

與方波控制模式下提前換相策略同理，正弦波控制模式下同樣需要調(diào)整。

逆變器受供電端母線電壓的限制，d軸及q軸輸出電壓滿足

式中：ψf為轉(zhuǎn)子磁鏈；Ld、Lq為直、交軸電感。該電機(jī)為表貼式結(jié)構(gòu)，即Ld=Lq。同樣，電流也受逆變器及電機(jī)的最大電流限制，滿足

式(6)和式(7)表明電機(jī)運(yùn)行軌跡將同時(shí)受電壓及電流限制[11]，即圖4 所示的電流限制圓和電壓限制圓。

由于UUV 采用電池供電，逆變器母線電壓將在UUV 航行過程中逐漸降低，為了使UUV 保持既定的航速，電機(jī)的電壓限制圓將變?yōu)閳D4 中的虛線電壓圓(圖中U1＞U2)，且隨著航程增大，電壓限制圓的半徑將逐漸變小，即電機(jī)進(jìn)入弱磁區(qū)域運(yùn)行，才能保持設(shè)定的速度。常規(guī)的負(fù)id弱磁法實(shí)施簡單，但弱磁角度并不準(zhǔn)確，影響電機(jī)運(yùn)行效率。

圖4 電機(jī)運(yùn)行過程軌跡Fig.4 Running process trajectory of motor

3.2 基于電壓反饋的變id 控制方法

理想狀態(tài)下，在同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系中，PMSM 的電磁轉(zhuǎn)矩方程為

可將Te通過交軸電流iq表示在圖4 中的曲線Tn。將U1定為電池組的額定電壓，下面分析逆變器在電池供電時(shí)的電機(jī)運(yùn)行軌跡。

1) 母線電壓保持在U1時(shí)

U1對應(yīng)的電壓圓為逆變器的極限電壓圓，并與電流限制圓相交于點(diǎn)A，此時(shí)過A點(diǎn)的轉(zhuǎn)矩T1也是電機(jī)最大輸出轉(zhuǎn)矩。當(dāng)電機(jī)工作在其他的工作點(diǎn)，如圖中的Tn時(shí)，C點(diǎn)所對應(yīng)的定子電流矢量最小，即采用id=0控制策略可實(shí)現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流比(maximum torque per ampere，MTPA)控制效果，電機(jī)運(yùn)行效率最高。

2) 母線電壓低于U1時(shí)(如圖4 中U2)

此時(shí)電壓限制圓與電流限制圓相交于點(diǎn)B，過B點(diǎn)的轉(zhuǎn)矩T2是此時(shí)電機(jī)的最大輸出轉(zhuǎn)矩。即隨著母線電壓下降，電流運(yùn)行軌跡將沿著AB段曲線行進(jìn)才能保證最大的扭矩輸出，該區(qū)域內(nèi)，id＜ 0，電機(jī)進(jìn)入弱磁運(yùn)行區(qū)域。

基于電壓反饋的變id控制原理如圖5 所示，采用電壓反饋控制器對電池電壓及ud、uq進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)，輸出結(jié)果經(jīng)限幅后作為d軸電流給定值。此外，為提高電機(jī)及逆變器運(yùn)行效率，將同時(shí)采用MTPA 算法。與傳統(tǒng)FOC 控制技術(shù)不同，圖5 中，速度外環(huán)控制器的輸出結(jié)果不再是單獨(dú)的交軸電流給定值，而是定子合成電流矢量is，結(jié)合圖4 與圖5，經(jīng)MTPA 算法處理后的電流給定值如式(9)所示。當(dāng)逆變器母線電壓保持在電池額定電壓時(shí)，θ為0；當(dāng)?shù)陀陔姵仡~定電壓時(shí)，θ范圍一般在0～45°之間變化。

圖5 基于電壓反饋的變id 控制原理圖Fig.5 Schematic diagram of a variable idcontrol method based on voltage feedback

式中，為電壓反饋控制器的輸出值。由式(10)可知，基于電壓反饋的變id控制方法的關(guān)鍵就變成了給定轉(zhuǎn)速nRef后，如何確定定子電流is及弱磁角度θ的大小。工程實(shí)現(xiàn)上有公式法和查表法2 類策略，該系統(tǒng)先采用公式法計(jì)算出經(jīng)驗(yàn)值進(jìn)行陸上馬力試驗(yàn)，記錄各工況主要參數(shù)，并形成查表數(shù)據(jù)，再使用查表法對表格數(shù)據(jù)進(jìn)行優(yōu)化，形成可供相同電機(jī)使用的工程化查表數(shù)據(jù)。

4 試驗(yàn)分析

為進(jìn)行2 種驅(qū)動(dòng)模式下電機(jī)及逆變器性能的對比分析，選擇某大型UUV 用低速大扭矩推進(jìn)電機(jī)作為試驗(yàn)樣機(jī)，電機(jī)部分參數(shù)如表3 所示。

表3 測試電機(jī)參數(shù)表Table 3 Parameters of the test motor

4.1 RVDT 位置校正試驗(yàn)

如圖2 搭建試驗(yàn)平臺(tái)，逆變器母線端供給20 V電壓，逆變器控制程序運(yùn)行后，占空比賦值100%，當(dāng)測試電機(jī)被拖動(dòng)起來時(shí)，示波器分別測量三相反電勢(CH1～CH3)與逆變器A 相輸出電壓(CH4)，記錄波形如圖6 所示(CH1～CH3 分別為A、B、C三相反電勢，CH4 為逆變器A 相輸出電壓)。圖中藍(lán)色波形反電勢(CH1)與紅色相輸出電壓之間存在相位差，需對RVDT 進(jìn)行位置校正。逐漸調(diào)節(jié)補(bǔ)償角Δθ，最終使A 相反電勢與逆變器A 相輸出電壓同相位，如圖7 所示。

圖6 三相反電勢與逆變器A 相輸出電壓相位圖(RVDT校正位置前)Fig.6 Phase diagram of three back electromagnetic force(EMF) and the A-phase of output voltage before position correction of RVDT

4.2 方波驅(qū)動(dòng)模式提前換相試驗(yàn)

為驗(yàn)證方波驅(qū)動(dòng)模式下是否提前換相產(chǎn)生的不同影響，按照表1與表2所示方法分別進(jìn)行測試。

圖7 三相反電勢與逆變器A 相輸出電壓相位圖(RVDT校正位置后)Fig.7 Phase diagram of three back EMF and the A-phase of inverter output voltage after position correction of RVDT

圖8 未提前換相下的相電流波形Fig.8 Phase current waveforms without advance commutation

圖9 提前換相下的相電流波形Fig.9 Phase current waveforms with advance commutation

測試工況： 母線電壓310 V，電機(jī)轉(zhuǎn)速一致，調(diào)節(jié)輸入功率為55(±1) kW，記錄未進(jìn)行提前換相及實(shí)施提前換相2 種控制策略下的電機(jī)相電流如圖8 和圖9 所示。經(jīng)測試，未提前換相時(shí)相電流有效值達(dá)330 A，經(jīng)過提前換相后峰值降至293 A。該試驗(yàn)表明，當(dāng)采用方波驅(qū)動(dòng)模式控制時(shí)，實(shí)施提前換相策略，可有效改善因換相引起的電機(jī)相電流“戳尖”問題。此外，試驗(yàn)過程中發(fā)現(xiàn)，隨著功率逐步提高，繼續(xù)增大提前換相角作用有限，這一現(xiàn)象與電機(jī)電感密切相關(guān)。

4.3 額定功率對比試驗(yàn)

為進(jìn)行2 種控制模式下電機(jī)及逆變器性能對比，對其進(jìn)行同工況不同控制方式下的功率測試，試驗(yàn)平臺(tái)如圖10 所示。被測電機(jī)及逆變器外殼水套接入自來水，模擬實(shí)際冷卻條件，電機(jī)輸出軸連接另一臺(tái)對拖電機(jī)進(jìn)行試驗(yàn)，對拖電機(jī)發(fā)出的三相交流電經(jīng)整流器后連接可調(diào)電子負(fù)載，通過調(diào)節(jié)電子負(fù)載阻值大小實(shí)現(xiàn)電機(jī)輸出功率的調(diào)節(jié)。由于被測電機(jī)與對拖電機(jī)完全相同，認(rèn)為逆變器效率與整流器效率一致，記輸入功率為Pin，電子負(fù)載功率為Pout，則電機(jī)及逆變器整體效率為

圖10 試驗(yàn)平臺(tái)Fig.10 Prototype experiment system

保持供電電壓及負(fù)載相同的條件下，在同一轉(zhuǎn)速(±5 r/min)下進(jìn)行功率試驗(yàn)，記錄電機(jī)相電流及直流母線電流(圖中綠色波形)，試驗(yàn)結(jié)果如圖11 和圖12 所示。圖中電流對應(yīng)實(shí)際值比例為1 V∶300 A。

圖11 方波驅(qū)動(dòng)模式下波形Fig.11 Waveforms with square-wave drive mode

圖12 正弦波驅(qū)動(dòng)模式下波形Fig.12 Waveforms with sinusoidal drive mode

表4 相同工況下試驗(yàn)數(shù)據(jù)對比表Table 4 Data comparison between two modes under same condition

試驗(yàn)數(shù)據(jù)對比如表4 所示。相比之下，方波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)的電機(jī)相電流及母線電流均波動(dòng)較大，由換相引起的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也比正弦波驅(qū)動(dòng)模式大。同時(shí)較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也會(huì)引起更大的運(yùn)行噪聲，對于UUV 航行平臺(tái)的振動(dòng)及噪聲也會(huì)帶來不利影響。

此外，方波模式下母線電流波動(dòng)范圍較大，適當(dāng)增大母線電容可進(jìn)行改善，但此舉既提高了硬件成本，也增加了系統(tǒng)空間尺寸及質(zhì)量。

4.4 效率及溫升對比試驗(yàn)

在等功率下進(jìn)行2 種驅(qū)動(dòng)模式下的電機(jī)及逆變器效率及溫升測試。按照式(11)計(jì)算出效率值，整理得試驗(yàn)數(shù)據(jù)如表5 所示。

表5 效率及溫升對比數(shù)據(jù)表Table 5 Efficiency and temperature comparison

在不同輸出功率下，試驗(yàn)結(jié)果顯示正弦波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)系統(tǒng)效率均略高于方波驅(qū)動(dòng)模式。因此，對于電池容量有限的UUV 來說，采用正弦波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)，電動(dòng)力系統(tǒng)效率更高，將有利于提高平臺(tái)的續(xù)航里程。

在等功率下進(jìn)行2 種驅(qū)動(dòng)模式下的電機(jī)及逆變器溫升測試，保持初始溫度一致，分別記錄逆變器功率模塊最終的穩(wěn)定溫度。試驗(yàn)結(jié)果表明，方波模式下功率模塊溫升較小，電機(jī)溫升較大；正弦波模式下功率模塊溫升較大，電機(jī)溫升較小。造成這一現(xiàn)象的原因是正弦波模式下功率模塊的開關(guān)損耗較大，經(jīng)試驗(yàn)證明，可通過降低載波頻率進(jìn)行改善，而方波模式下的電機(jī)溫升略高的原因是定子電樞電流的諧波較大。

4.5 變 id 控制策略試驗(yàn)

為驗(yàn)證基于電壓反饋的變id控制方法可行性，模擬UUV 航行過程電池電壓下降的實(shí)際工況，分別采用傳統(tǒng)FOC 控制策略及變id控制策略進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證。試驗(yàn)測試條件如下：

1) 將母線電壓調(diào)節(jié)至290 V；

2) 給定相同的轉(zhuǎn)速命令；

3) 調(diào)節(jié)輸入功率為55(±1) kW。

示波器記錄電機(jī)相電流分別如圖13 和14 所示(圖中，電流對應(yīng)實(shí)際值比例為1 V∶300 A)。圖13 中，采用傳統(tǒng)控制策略時(shí)，內(nèi)環(huán)PI 控制器輸出的直軸電壓ud達(dá)到飽和，導(dǎo)致相電流幅值出現(xiàn)振蕩。采用基于電壓反饋的變id控制策略時(shí)相電流如圖14 所示，電機(jī)運(yùn)行較平穩(wěn)。

圖13 傳統(tǒng)控制策略下的相電流波形Fig.13 Phase current waveforms of traditional control method

5 結(jié)論

圖14 變id 控制策略下的相電流波形Fig.14 Phase current waveforms of the variable id control method

基于方波及正弦波2 種驅(qū)動(dòng)模式對低速大扭矩UUV 推進(jìn)電機(jī)進(jìn)行了對比分析。在方波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)，介紹了RVDT 作為檢測電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信號(hào)手段的導(dǎo)通相序計(jì)算方法，提出一種通過觀測電機(jī)空載反電勢與逆變器輸出電壓相位差的方法以校正RVDT 初始位置，并介紹了基于RVDT 的提前換相控制策略；在正弦波驅(qū)動(dòng)模式下，通過分析電機(jī)運(yùn)行軌跡圖提出了基于電壓反饋的變id控制方法。陸上測試試驗(yàn)表明：

1) 方波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)，提前換相可有效降低電機(jī)相電流大??；

2) 正弦波驅(qū)動(dòng)模式時(shí)，電機(jī)相電流及母線脈動(dòng)更小，引起電機(jī)振動(dòng)噪聲的換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)更小，電機(jī)及逆變器的整體效率更高，但逆變器功率模塊的溫升也更高；

3) 在UUV 電池組電壓降低后，基于電壓反饋的變id控制方法可達(dá)到較好的控制效果，電流無振蕩，電機(jī)運(yùn)行良好。