張永豪，智澤英，王浩然，荊雪君

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院，太原030024)

電力系統(tǒng)的電力電子化改變了電力系統(tǒng)的源—網(wǎng)—荷特性，從而引起了電能質(zhì)量問題的特性變化，帶來了電能質(zhì)量新問題[1]。關(guān)于諧波的治理以及電能質(zhì)量的提升成為了研究的重點(diǎn)。有源濾波器可以有效地對(duì)諧波問題進(jìn)行抑制。其中諧波電流的檢測(cè)環(huán)節(jié)直接影響有源電力濾波器的補(bǔ)償效果[2]。

諧波電流檢測(cè)環(huán)節(jié)可以中可以運(yùn)用多種方法，其中較為常見的是基于瞬時(shí)無功功率的ip-iq法，但ip-iq法存在較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換，對(duì)相位檢測(cè)環(huán)節(jié)要求較高，頻率的自適應(yīng)性不足要求鎖相環(huán)必須提供準(zhǔn)確的基波正序相位。與ip-iq法相比，UPF (Unit Power Factor)法檢測(cè)結(jié)構(gòu)簡單，雖然同樣需要鎖相環(huán)提供準(zhǔn)確的相位信息，但除去了較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換過程，具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

UPF諧波電流檢測(cè)法采用等效原理將非線性負(fù)載和有源電力濾波器整體視為電阻性負(fù)載，對(duì)諧波電流進(jìn)行補(bǔ)償后，電源電流與電網(wǎng)波形相同，功率因數(shù)為1，在該方法中，基波電流的檢測(cè)受電壓變化影響較大，在電壓發(fā)生畸變等情況下，準(zhǔn)確性較差。因此可以通過引入鎖相環(huán)技術(shù)來實(shí)現(xiàn)對(duì)諧波電流的有效補(bǔ)償，提升檢測(cè)方法的準(zhǔn)確性。常用的鎖相環(huán)技術(shù)中，(1)由文獻(xiàn)[3]可知基于單同步坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)在電網(wǎng)電壓為理想情況下才可以實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)檢測(cè)，應(yīng)用范圍較小；(2)基于對(duì)稱分量法的單同步坐標(biāo)變換的鎖相環(huán)，在頻率發(fā)生變化時(shí)，鎖相環(huán)無法正常工作，頻率自適應(yīng)性較差，僅能抑制2次諧波的影響[4]；(3)由文獻(xiàn)[5]可知基于雙同步坐標(biāo)系的解耦鎖相環(huán)，可以有效的克服頻率變換對(duì)鎖相環(huán)產(chǎn)生的影響。但較為復(fù)雜的坐標(biāo)變換過程，計(jì)算量大，實(shí)時(shí)性較差，影響系統(tǒng)響應(yīng)速度。針對(duì)上述問題，本文采取基于雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)(DSOGI-SPLL)，其有較好的頻率自適應(yīng)性，可以濾除高次諧波，不受頻率波動(dòng)的影響。

本文提出一種改進(jìn)型的UPF諧波電流檢測(cè)方法，在傳統(tǒng)UPF諧波檢測(cè)法上，針對(duì)電壓畸變及電壓不平衡對(duì)傳統(tǒng)UPF檢測(cè)法的影響，提出雙二階廣義積分器鎖相環(huán)提取基波正序相位，與傳統(tǒng)UPF結(jié)合，抑制電壓畸變對(duì)傳統(tǒng)UPF的影響。通過Simiulink進(jìn)行仿真，驗(yàn)證了檢測(cè)方法的準(zhǔn)確性，可以有效的運(yùn)用在有源電力濾波器中。

1 基于二階廣義積分器鎖相環(huán)原理與建模

(1)

其中

(2)

在靜止的兩相坐標(biāo)系中，二階廣義積分器可以作為正交信號(hào)發(fā)生器[6]，構(gòu)造積分器的移相系統(tǒng)，獲取兩相正交的電壓信號(hào)，廣義積分器在諧振頻率時(shí)有無窮大增益，可以有效地濾除高頻率干擾信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)該頻率的無靜差跟蹤。如圖1為二階廣義積分器發(fā)生器(SOGI-QSG)其中v為輸入電壓信號(hào)，v′為輸出信號(hào)。

圖1 SOGI-QSG結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematic diagram of SOGI-QSG

由圖可得到傳遞函數(shù)表示為:

(3)

(4)

(5)

其中，ω′為輸入諧振頻率，r為參數(shù)。

其幅頻特性和相頻特性的表達(dá)式為:

(6)

(7)

圖2 當(dāng)時(shí)系統(tǒng)伯德圖Fig.2 Bode diagram of the system

此時(shí)將鎖相環(huán)的輸出頻率作為諧振頻率反饋到正交信號(hào)發(fā)生模塊[8-9]，形成閉環(huán)反饋回路，以調(diào)節(jié)中心頻率完成鎖相。在加入積分環(huán)節(jié)時(shí)對(duì)系統(tǒng)的響應(yīng)速度存在較大的影響，選取PI控制器的參數(shù)為kp=6，kI=25以獲取較快的響應(yīng)速度。整個(gè)設(shè)計(jì)的系統(tǒng)完成閉環(huán)反饋實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓相位的鎖定。提升對(duì)電網(wǎng)頻率的自適應(yīng)性。原理框圖如圖3所示。

圖3 基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)原理框圖Fig.3 Schematic diagram of phase-locked loop based on DSOGI

2 改進(jìn)的諧波電流檢測(cè)方法

電力系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)的調(diào)節(jié)裝置，通過跟蹤檢測(cè)得到的電壓指令和電流指令，實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓和電流的控制，因此檢測(cè)環(huán)節(jié)是電能質(zhì)量調(diào)節(jié)裝置的重要組成部分[10]。

假設(shè)三相電壓無畸變

(8)

加入濾波器后，使非線性負(fù)載和濾波器等效為線性電阻負(fù)載，所以補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流可表示為：

(9)

式中：k為復(fù)合負(fù)載電導(dǎo)。

(10)

將式三項(xiàng)相加可推得:

(11)

由上式可以看出UPF諧波電流檢測(cè)方法是基于平均功率的基礎(chǔ)上的，有關(guān)k值的計(jì)算目前主要有兩種思路：通過低通濾波器(LPF)或移動(dòng)窗積分器，從檢測(cè)精度出發(fā)濾波器的截止頻率越低檢測(cè)的精度越準(zhǔn)確，但延時(shí)較長存在動(dòng)態(tài)響應(yīng)問題，一般將截止頻率選擇20 Hz左右，在濾波器階數(shù)上選取二階濾波器[11]，二階濾波器具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)且精度準(zhǔn)確。所以本文選擇頻率為20 Hz的二階BUTTERWORTH低通濾波器。

以單相系統(tǒng)為例，如圖4所示：

圖4 單相系統(tǒng)中的傳統(tǒng)UPF諧波檢測(cè)法原理Fig.4 Traditional UPF harmonic current detection method of one phase

廣義的無功電流(基波無功電流與諧波電流之和)為：

(12)

則三相無功電流和諧波電流之和分別為:

(13)

由上式可知檢測(cè)出的補(bǔ)償電流受電網(wǎng)電壓的影響，若電網(wǎng)電壓產(chǎn)生畸變，則會(huì)影響APF對(duì)電流的補(bǔ)償效果。

因此本文以此出發(fā)將其與雙二階廣義積分器的鎖相環(huán)相結(jié)合，直接通過DSOGI-SPLL獲取電網(wǎng)電壓基波正序分量的頻率、幅值和相位信息。提取電壓的正序基波分量，這樣kus就為負(fù)載電流的基波分量，檢測(cè)出的補(bǔ)償電流將不會(huì)受到電網(wǎng)電壓畸變的影響。通過對(duì)比二階廣義積分器鎖相環(huán)在三相電壓不平衡的情況下具有良好的頻率自適應(yīng)性[12]，克服了傳統(tǒng)UPF在電壓畸變時(shí)檢測(cè)的缺陷。原理圖如圖5：

圖5 改進(jìn)型UPF法原理圖Fig.5 Improved UPF harmonic current detection method

從原理圖5可以看出通過DSOGI-SPLL直接提取基波正序分量，再使用二階低通濾波器獲取負(fù)載有功功率的直流分量，得到的負(fù)載端平均功率與三相電壓的平方和的比值為復(fù)合負(fù)載電導(dǎo)k，提取出的電壓基波正序分量乘以k得到負(fù)載電流的基波電流分量，然后負(fù)載電流與基波電流相減得到APF的指令電流(無功和諧波電流之和)。

3 仿真結(jié)果分析

本文采用Matlab2014a/Simulink軟件搭建平臺(tái)，分別將傳統(tǒng)的UPF法與改進(jìn)的UPF法作為有源電力濾波器的檢測(cè)策略，都采用滯環(huán)控制策略產(chǎn)生PWM脈沖信號(hào)，通過對(duì)比系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的補(bǔ)償時(shí)間與在電壓畸變狀態(tài)下經(jīng)過補(bǔ)償后的電源電流總諧波畸變率來進(jìn)行分析。

仿真條件設(shè)置：電源電壓平衡(相電壓為220 V)，選取阻感性負(fù)載的三相二極管整流橋作為系統(tǒng)中的諧波源，阻值為10 Ω，電感值7 mH，仿真時(shí)間定為0.2 s，選取三相可編程電源在0.1 s時(shí)加入5次與7次諧波，并且同時(shí)伴隨電壓暫升，幅值上升為1.2 pu，0.15 s時(shí)再次調(diào)節(jié)電壓，將電壓降為0.8 pu.

圖6可以看出在電壓經(jīng)過電壓畸變后，有雙二階廣義積分器構(gòu)成的鎖相環(huán)輸出的相位無波動(dòng)，不受電壓畸變條件的影響，準(zhǔn)確獲取了電壓相位。

圖6 DSOGI-SPLL輸出角度Fig.6 The output angle of DSOGI-SPLL

圖7為電源電壓畸變后，網(wǎng)側(cè)的電壓波形與負(fù)載電流波形，可以看出此時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓與負(fù)載電流已發(fā)生明顯畸變，無法滿足正常供電要求。分別應(yīng)用傳統(tǒng)的與改進(jìn)后的兩種不同的UPF諧波電流檢測(cè)方法進(jìn)行檢測(cè)，并通過控制逆變器的輸出電流進(jìn)行補(bǔ)償，選取補(bǔ)償后的一相電流波形，如圖8(a)，(b)所示，進(jìn)行對(duì)比分析后可以發(fā)現(xiàn)在0.1 s之前電源電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，兩種諧波電流檢測(cè)方法用于補(bǔ)償電源電流的波形在一個(gè)周期后基本為正弦波，在0.1 s之前檢測(cè)的畸變率為1.99%而在0.1 s電壓開始畸變后，傳統(tǒng)UPF法無法精確鎖定電壓的相位，補(bǔ)償后的畸變率為13.81%相對(duì)較大，受電壓畸變的影響較大。而對(duì)比采用改進(jìn)的方法可以對(duì)電源電流進(jìn)行精確地補(bǔ)償。補(bǔ)償后的諧波畸變率為3.12%，達(dá)到國家要求的5%以下標(biāo)準(zhǔn)。

圖7 網(wǎng)側(cè)電壓和負(fù)載電流波形圖Fig.7 The waveform of supply voltage and load current

圖8 補(bǔ)償后負(fù)載電流對(duì)比Fig.8 The comparison of load current after compensate

通過仿真比較，驗(yàn)證了改進(jìn)后的檢測(cè)方法可以實(shí)現(xiàn)對(duì)諧波電流的精確補(bǔ)償。在電壓畸變的情況下仍可以準(zhǔn)確檢測(cè)出諧波電流。

4 結(jié)束語

對(duì)于傳統(tǒng)型UPF法進(jìn)行分析，針對(duì)其在電網(wǎng)電壓畸變時(shí)檢測(cè)失準(zhǔn)的情況，在傳統(tǒng)的UPF法的基礎(chǔ)上進(jìn)行算法改進(jìn)，可以得到以下結(jié)論：

(1)引入基于雙二階廣義積分器鎖相環(huán)技術(shù)對(duì)電壓的基頻正序分量進(jìn)行提取，抑制電壓畸變對(duì)傳統(tǒng)UPF法的影響。

(2)搭建仿真平臺(tái)，通過對(duì)比負(fù)載端電流補(bǔ)償前后的波形可以看出電流的波形得到明顯改善，諧波畸變率在國家要求的5%以下，檢測(cè)電流的準(zhǔn)確性得到驗(yàn)證。

(3)由實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)對(duì)比表明在電壓狀態(tài)發(fā)生變化下，相較于傳統(tǒng)UPF法，改進(jìn)型UPF法不受電壓畸變影響?？梢愿鼫?zhǔn)確的對(duì)諧波電流進(jìn)行檢測(cè)，補(bǔ)償后電流的諧波畸變率降低。