龍禮蘭，安友彬，張 敏，吳明水

（株洲中車時代電氣股份有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

微電網(wǎng)（micro-grid）是由分布式電源、儲能裝置、負荷、電能轉(zhuǎn)換裝置、監(jiān)控和保護裝置等組成的小型發(fā)配電系統(tǒng)。微電網(wǎng)既可并網(wǎng)運行，也可獨立運行；其對外表現(xiàn)為一個獨立受控單元，可同時滿足用戶對供電安全和電能質(zhì)量方面的要求。

并網(wǎng)型微電網(wǎng)在運行中由大電網(wǎng)維持電壓和頻率的穩(wěn)定，其主要目標(biāo)是進行經(jīng)濟優(yōu)化運行。微電網(wǎng)能量管理系統(tǒng)（energy management system，EMS）根據(jù)發(fā)電預(yù)測和負荷預(yù)測結(jié)果，結(jié)合地區(qū)電網(wǎng)峰平谷時間段安排，在用電低谷期，選取蓄電池或超級電容器等設(shè)備進行儲能；在用電高峰期，優(yōu)先利用風(fēng)電或光伏發(fā)電等可再生能源，其次利用儲能設(shè)備在用電低谷期儲存的電能，這樣可使微電網(wǎng)運行的經(jīng)濟性最優(yōu)。微電網(wǎng)儲能設(shè)備主要具有充放電、削峰填谷以及平滑分布式電源出力波動的功能，其充放電工作周期較長（一般為24 h），在周期內(nèi)多數(shù)時間儲能設(shè)備處于“閑置”狀態(tài)，使得設(shè)備利用率和投資回報率不高；同時，微電網(wǎng)中含有大量的電力電子變流裝置，不可避免會產(chǎn)生諧波污染、電壓波動等電能質(zhì)量問題，一般會配置一定比例的有源電力濾波器（active power filter，APF）進行動態(tài)諧波抑制和無功補償[1-4]，而傳統(tǒng)APF 由于直流側(cè)采用電解電容器，無法提供有功支撐。本文利用超級電容儲能系統(tǒng)與APF 兩者在主電路拓撲上的相似性，將超級電容儲能系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)與APF 的諧波治理功能相結(jié)合，探索研究一種應(yīng)用于微電網(wǎng)場景下的綜合電能質(zhì)量治理裝置。

文獻[5]在常規(guī)APF 直流側(cè)增加了儲能單元，工作時先對儲能單元充電，再由APF 輸出給定的電流信號，從實現(xiàn)無功補償、諧波治理功能，但其不輸出有功功率，未能充分挖掘儲能單元的有功支撐作用。文獻[6]研究了一種基于超導(dǎo)儲能的改進型APF，其直流側(cè)的穩(wěn)壓電源由AC/DC 環(huán)節(jié)、DC/DC 環(huán)節(jié)和超導(dǎo)磁體組成，不僅具備無功補償、諧波治理功能，還可提供有功功率輸出；但直流側(cè)超導(dǎo)儲能系統(tǒng)控制復(fù)雜，構(gòu)造成本較高。文獻[7]提出一種滿足微電網(wǎng)多功能需求的電池儲能系統(tǒng)，主電路結(jié)構(gòu)由串聯(lián)逆變器和并聯(lián)逆變器構(gòu)成，通過控制策略實現(xiàn)串聯(lián)補償諧波電壓、并聯(lián)補償諧波電流及適量有功/無功功率；但裝置的控制策略復(fù)雜，實際推廣應(yīng)用存在一定局限性。

本文考慮在微電網(wǎng)應(yīng)用場景下，將超級電容儲能系統(tǒng)與APF 直流側(cè)進行組合，提出組合裝置中超級電容第1 級直流變換和逆變橋第2 級交流變換的控制策略，以使得該組合裝置可以根據(jù)需要分別具備功率調(diào)節(jié)、無功補償與諧波治理的功能。

1 超級電容儲能系統(tǒng)和有源電力濾波器工作原理分析

圖1 包含超級電容儲能系統(tǒng)的微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Micro-grid structure including super-capacitor energy storage system

圖1 示出微電網(wǎng)系統(tǒng)的一個典型構(gòu)成，主要包含了分布式電源、儲能系統(tǒng)、負荷、電能質(zhì)量治理裝置等設(shè)備。超級電容儲能系統(tǒng)由超級電容器組、雙向DC/DC 模塊和DC/AC 模塊組成，其可在并網(wǎng)運行期間存儲多余電能，在離網(wǎng)運行期間釋放電能、調(diào)節(jié)功率平衡，從而維持微電網(wǎng)的穩(wěn)定運行[8]。

超級電容儲能系統(tǒng)的直流側(cè)通過雙向DC/DC 模塊連接超級電容器組，實現(xiàn)電壓升降變換和電能雙向流動；通過逆變橋連接微電網(wǎng)，調(diào)節(jié)逆變橋輸出電壓的幅值與相角即可實現(xiàn)儲能系統(tǒng)的充放電控制。

APF 的主電路拓撲與超級電容儲能系統(tǒng)的相似，主要區(qū)別是APF 逆變橋直流側(cè)為電容器，而超級電容儲能系統(tǒng)的一般為電化學(xué)電池等直流電源，但兩者所發(fā)揮的電壓支撐作用是一樣的。APF 的工作原理和控制方法[9-10]與儲能系統(tǒng)的有所區(qū)別：APF 相較于儲能系統(tǒng)增加了諧波電流檢測環(huán)節(jié)，通過輸出反向諧波來達到治理諧波的效果；由于儲能系統(tǒng)輸出工頻電流，而APF 需要輸出高頻反向諧波電流，所以APF 對逆變橋開關(guān)頻率以及電流響應(yīng)速度的要求高于儲能系統(tǒng)。APF 的結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

圖2 有源電力濾波器結(jié)構(gòu)Fig.2 Active power filter structure

2 超級電容器與APF 組合裝置工作原理及控制方法

2.1 超級電容器與APF 組合裝置工作原理

利用超級電容儲能系統(tǒng)與APF 在主電路拓撲上的相似性以及在功能上的互補性，將超級電容儲能系統(tǒng)與APF 直流側(cè)進行組合，形成一個具有功率調(diào)節(jié)、諧波治理與無功補償功能的組合裝置。組合裝置主要包含超級電容器組、雙向DC/DC 模塊、DC/AC 逆變模塊和DSP控制系統(tǒng)，其總體結(jié)構(gòu)如圖3 所示。其中，超級電容器組為雙電層電容器結(jié)構(gòu)，具有電容值大、充放電壽命長、充放電速度快及可靠性高等優(yōu)點，能滿足微電網(wǎng)頻繁、快速功率調(diào)節(jié)的需求。超級電容器可以通過串、并聯(lián)方式進行擴容；其在充放電時，端電壓變化范圍較寬。

針對超級電容電壓等級低、變化范圍寬的特點，選用雙向DC/DC 模塊作為超級電容器組與主電路之間的直流升降壓變換環(huán)節(jié)。雙向DC/DC 模塊采用Buck-Boost 雙向變換器結(jié)構(gòu)，充電時工作在Buck 模式，放電時工作在Boost 模式，從而實現(xiàn)能量在超級電容器和DC/AC 模塊直流母線之間的雙向流動。組合裝置主電路拓撲結(jié)構(gòu)示意如圖4 所示。

圖3 組合裝置總體框圖Fig.3 Overall block diagram of the combined device

圖4 組合裝置主電路拓撲結(jié)構(gòu)Fig.4 Main circuit topology of the combined device

超級電容器組通過雙向DC/DC 模塊接入DC/AC 模塊直流側(cè)，這樣DC/AC 模塊直流側(cè)為超級電容儲能單元，而不是儲能系統(tǒng)直流側(cè)的常規(guī)直流電源。DSP 控制系統(tǒng)根據(jù)運行狀況和外部指令，執(zhí)行雙向DC/DC 模塊和DC/AC 模塊的控制策略后，生成直流變換環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)所需的脈沖觸發(fā)信號。

DSP 控制系統(tǒng)由信號檢測與采集單元、模式識別與控制單元、輸出通信單元組成。其中，信號檢測與采集單元采集微電網(wǎng)公共連接點PCC 處的并離網(wǎng)信號、網(wǎng)側(cè)電壓與電流信號、內(nèi)部電壓與電流信號等；模式識別與控制單元根據(jù)微電網(wǎng)運行狀況和能量管理系統(tǒng)指令，分析判斷組合裝置應(yīng)工作于功率調(diào)節(jié)工作模式還是諧波治理工作模式，并執(zhí)行不同工作模式下雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊相應(yīng)的控制策略；輸出通信單元輸出PWM 脈沖觸發(fā)信號給驅(qū)動電路并提供對外通信接口。

2.2 雙向DC/DC 模塊控制

雙向DC/DC 模塊拓撲結(jié)構(gòu)如圖5 所示，當(dāng)V1 和VD2 關(guān)斷而V2 和VD1 開通時，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式；當(dāng)V1 和VD2 開通而V2 和VD1 關(guān)斷時，雙向DC/DC 模塊工作于Buck 降壓模式。升壓與降壓模式電路拓撲是一樣的，只是電感電流iL方向不同。以降壓模式為例，得到狀態(tài)空間平均法數(shù)學(xué)模型為

式中：L——儲能電感；C——直流側(cè)電容；iL——儲能電感電流；udc——直流側(cè)電容電壓；D——開關(guān)導(dǎo)通比；Ri——超級電容器組的等效內(nèi)阻；usc——超級電容器組的電容電壓；R——負載電阻。

圖5 雙向DC/DC 模塊拓撲結(jié)構(gòu)示意Fig.5 Topology schematic diagram of bidirectional DC/DC module

穩(wěn)態(tài)工作時，Boost 模式與Buck 模式下電壓升降表達式為

式中：DBoost——Boost 模式下的開關(guān)導(dǎo)通比；DBuck——Buck 模式下的開關(guān)導(dǎo)通比。

當(dāng)V1 和V2 在一個周期內(nèi)導(dǎo)通、關(guān)斷狀態(tài)互補時，即DBuck+DBoost=1，則上述電壓升降表達式是一樣的。雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式還是Buck 降壓模式取決于電感電流iL的方向。

雙向DC/DC 模塊控制目標(biāo)是維持直流側(cè)電容電壓恒定。結(jié)合超級電容組輸出電壓公式u1=usc+RiiL和式（3），有

當(dāng)DBuck＞usc/udc時，雙向DC/DC 模塊工作于Buck降壓模式，iL＞0，功率由直流側(cè)電容器流入超級電容器；當(dāng)DBuck＜usc/udc時，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式，iL＜0，功率由超級電容器流入直流側(cè)電容器；當(dāng)DBuck=usc/udc時，iL瞬時值為零，表示雙向DC/DC 模塊處于Buck 降壓與Boost 升壓兩種模式的切換過程。

雙向DC/DC 模塊的單端穩(wěn)壓控制原理如圖6 所示，其中udcref為直流側(cè)電容電壓參考值，其與直流側(cè)電容電壓實時值相減后通過調(diào)節(jié)器得到直流側(cè)電容電流參考信號i*Cref。根據(jù)電流升降關(guān)系式iL=iC/DBuck和式（3）推導(dǎo)出式（5）所示電感電流參考值i*Lref，i*Lref經(jīng)過限值處理后與實際電感電流iL進行比較，其偏差被輸入至PI 比例積分調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器輸出信號再經(jīng)過PWM 發(fā)生器得到雙向DC/DC 模塊的驅(qū)動信號。實際仿真結(jié)果表明，增加i*Cref到i*Lref的控制環(huán)節(jié)，可使電壓控制穩(wěn)定性更好、超調(diào)量更小。

圖6 雙向DC/DC 模塊控制框圖Fig.6 Control block diagram of bidirectional DC/DC module

2.3 DC/AC 模塊控制

DC/AC 模塊的雙閉環(huán)控制原理如圖7 所示，其中由模式1 電壓外環(huán)和前饋解耦電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制被稱為諧波治理工作模式；由模式2 功率外環(huán)和前饋解耦電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制被稱為功率調(diào)節(jié)工作模式。圖中，S1 和S2 為DC/AC 模塊外環(huán)控制的切換開關(guān)，此開關(guān)通過軟件邏輯控制而實現(xiàn)；為保證組合裝置在兩種工作模式切換過程的輸出不突變，將上一模式的外環(huán)輸出量作為下一模式的外環(huán)初始值。

圖7 基于復(fù)合功能的DC/AC 雙閉環(huán)控制框圖Fig.7 Current loop control block diagram based on compound correction

諧波治理工作模式相當(dāng)于處于APF 工作狀態(tài)。根據(jù)三相電路瞬時無功功率理論，經(jīng)過ip和iq運算方式進行諧波與無功電流檢測。前饋解耦電流內(nèi)環(huán)中為系統(tǒng)需要跟蹤的諧波與無功參考電流，為系統(tǒng)需要跟蹤的有功參考電流，而iq為實際輸入的諧波與無功電流，id為實際輸入的諧波與有功電流。該工作模式的重要前提是將直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定在一定范圍內(nèi)。直流側(cè)電容電壓與實際值的偏差經(jīng)PI 調(diào)節(jié)后得到有功電流指令，其被合成到參考電流指令中，經(jīng)過PWM 調(diào)節(jié)器，獲得與微電網(wǎng)幅值相等、相位相反的諧波與無功電流；而有功電流分量使組合裝置與微電網(wǎng)進行少量有功功率交換，進而實現(xiàn)直流側(cè)電容的恒壓控制。

功率調(diào)節(jié)工作模式為：組合裝置根據(jù)微電網(wǎng)能量管理系統(tǒng)下達的充電或放電指令進行恒定有功/無功調(diào)節(jié)控制。其由外部給定需要跟蹤的有功參考功率P*和無功參考功率Q*，P和Q為組合裝置實際發(fā)生的實時功率。給定功率值與實際功率值的偏差經(jīng)各自PI 調(diào)節(jié)器輸出有功、無功電流參考信號，通過前饋解耦電流內(nèi)環(huán)獲得d軸和q軸參考電壓信號和，最后經(jīng)過PWM 調(diào)節(jié)器產(chǎn)生DC/AC 模塊所需的脈沖觸發(fā)信號。

3 組合裝置工作模式切換流程

組合裝置根據(jù)檢測到的微電網(wǎng)運行工況以及EMS 指令的不同，分為諧波治理和功率調(diào)節(jié)2 種工作模式。每種工作模式均涉及雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊相應(yīng)控制策略的配合，組合裝置工作模式切換流程（圖8）如下：

圖8 模式識別與控制單元的工作模式切換流程Fig.8 Working mode switching flow of the pattern recognition and control unit

（1）信號檢測和采集單元實時檢測微電網(wǎng)和內(nèi)部運行狀態(tài)，包括PCC 并離網(wǎng)信號、網(wǎng)側(cè)電壓和電流、內(nèi)部電壓和電流等。

（2）模式識別與控制單元分析步驟(1)所檢測的信息，如果微電網(wǎng)為離網(wǎng)運行，為了優(yōu)先保障供電，組合裝置進入功率調(diào)節(jié)工作模式；若接收到EMS 下達指令，也將進入功率調(diào)節(jié)工作模式；其他情況，則默認先進入諧波治理工作模式。

（3）諧波治理工作模式下，DC/AC 模塊被切換到模式1 電壓外環(huán)，此工作模式下基本不消耗有功功率，直流側(cè)電容穩(wěn)壓通過DC/AC 模塊的電壓外環(huán)控制而實現(xiàn)。

（4）功率調(diào)節(jié)工作模式下，DC/AC 模塊被切換到模式2 功率外環(huán)，此工作模式直流側(cè)電容穩(wěn)壓由雙向DC/DC 模塊進行單端穩(wěn)壓控制來實現(xiàn)。在充放電過程中，如果超級電容器組電壓超出規(guī)定的上下限值，則停止功率調(diào)節(jié)工作模式，等待切換工作模式的指令；同時也可設(shè)置超過延時，即自動進入諧波治理工作模式，以發(fā)揮組合裝置的最大使用價值。

4 仿真驗證

為了驗證本文所提出的組合裝置及其控制策略的有效性，在Matlab 環(huán)境下搭建仿真電路模型。系統(tǒng)參數(shù)為：超級電容器組額定功率為30 kW，usc電壓范圍為230～450 V，Csc等效電容值為16.5 F，等效內(nèi)阻Ri為0.05 Ω；雙向DC/DC 模塊的儲能電感Li為0.002 H，直流側(cè)電容電壓udc為600 V、電容值Cdc為0.06 F；DC/AC 模塊的輸出濾波電感 為1.3 mH，輸出電阻L為0.1 Ω，等效開關(guān)頻率為10 kHz。

在仿真模型中，分別進行雙向DC/DC 模塊控制策略仿真以及DC/AC 模塊兩種工作模式下無功補償、諧波治理和功率調(diào)節(jié)3 種功能實現(xiàn)的仿真。

4.1 雙向DC/DC 模塊升降壓變換和雙向功率流動仿真

圖9 示出雙向DC/DC 模塊升降壓變換和雙向功率流動仿真波形?？梢钥闯觯绷鱾?cè)負載電流有波動（0.8 s時刻，電流由15 A 變成-10 A；1.4 s 時刻,電流變?yōu)?0 A），雙向DC/DC 變換器將直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定在900 V 左右。其中，在0～0.8 s 以及1.4～2 s 時間段，直流側(cè)電容流入電流，電壓高于900 V，儲能電感電流iL＞0，雙向DC/DC 模塊工作于Buck 降壓模式，功率由直流側(cè)電容器流入超級電容器；0.8～1.4 s 時間段，直流側(cè)電容器流出電流，電壓低于900 V，儲能電感電流iL＜0，雙向DC/DC 模塊工作于Boost 升壓模式，功率由超級電容器流入直流側(cè)電容器。

圖9 雙向DC/DC 模塊升降壓和雙向功率流動波形Fig.9 Buck-Boost and bidirectional power flow waveforms of the bidirectional DC/DC module

仿真結(jié)果表明，雙向DC/DC 模塊可實現(xiàn)升降壓變換和雙向功率流動，為組合裝置后級DC/AC 模塊的逆變控制和功能實現(xiàn)提供了前提條件。

4.2 組合裝置諧波治理工作模式對負載無功補償效果仿真

設(shè)負載為4.6 kvar 的感性負載，電流為7.0 A。圖10示出組合裝置在諧波治理工作模式下，對感性負載的無功補償效果仿真波形。可以看出，該組合裝置產(chǎn)生了與感性負載幅值相等、相位相反的補償電流，無功補償效果好且諧波含量小。

圖10 組合裝置諧波治理工作模式對感性負載補償效果仿真Fig.10 Inductive load compensation effect simulation of the combined device in harmonic control working mode

4.3 組合裝置諧波治理工作模式對負載諧波治理效果仿真

設(shè)負載為4.5 kW 的阻性負載，基波電流為6.86 A，5 次諧波電流為1 A，7 次諧波電流為0.7 A，11 次諧波電流為0.5 A。圖11 示出組合裝置諧波治理工作模式對負載諧波治理效果仿真波形?？梢钥闯觯摻M合裝置產(chǎn)生與負載諧波相抵消的反向諧波電流，使網(wǎng)側(cè)電流為只含有功分量的正弦基波。

圖11 組合裝置諧波治理工作模式對負載諧波治理效果仿真Fig.11 Load harmonic control effect simulation of the combined device in the harmonic control working mode

圖12 示出組合裝置投入前后網(wǎng)側(cè)諧波含量頻譜?？梢钥闯觯蜇撦d所含的5 次、7 次、11 次諧波電流所導(dǎo)致的網(wǎng)側(cè)總諧波失真THDi從17.84%下降至1.92%，諧波治理效果明顯。

圖12 組合裝置投入前后電網(wǎng)側(cè)諧波頻譜Fig.12 Harmonic frequency spectrum of the power grid side before and after the combined device is put into operation

4.4 組合裝置功率調(diào)節(jié)工作模式跟蹤參考功率信號仿真

圖13 示出組合裝置在功率調(diào)節(jié)工作模式下，對參考功率信號的跟蹤波形?？梢钥闯?，無功功率在0.5 s 時刻由-1 900 var 變化到1 900 var，有功功率在1 s 時刻由-1 100 W 變化到-1 900 W，這兩種工況下組合裝置功率調(diào)節(jié)均具有較快的響應(yīng)速度；無功功率具有較高跟蹤精度（95%），有功功率由于線路損耗及系統(tǒng)與電網(wǎng)相位角偏差的存在，跟蹤波形存在一定偏差（12%）。組合裝置的有功、無功功率調(diào)節(jié)相互之間沒有影響，實現(xiàn)了有功、無功功率的解耦控制。

圖13 組合裝置功率調(diào)節(jié)模式功率跟蹤波形Fig.13 Power tracking waveforms in power regulation mode of the combined device

5 結(jié)語

本文介紹了超級電容器與APF 組合裝置的工作原理，提出了其雙向DC/DC 模塊、DC/AC 模塊的控制策略，研究了組合裝置執(zhí)行諧波治理、功率調(diào)節(jié)兩種工作模式切換的流程。仿真結(jié)果表明，雙向DC/DC 模塊可實現(xiàn)超級電容器組與逆變橋直流側(cè)的電壓升降變換和雙向功率流動。該組合裝置能根據(jù)需要分別表現(xiàn)出無功補償、諧波治理和功率調(diào)節(jié)功能，驗證了組合裝置的合理性和有效性。

同時，APF 對開關(guān)頻率和電流響應(yīng)速度的要求高于儲能系統(tǒng)，在設(shè)計組合裝置時需滿足兩者中較高的標(biāo)準要求。另外，組合裝置中超級電容器組與直流側(cè)電容器的容值相差很大，直流側(cè)電容穩(wěn)壓控制成為一個技術(shù)難點，后續(xù)將考慮引入預(yù)測控制和其他優(yōu)化設(shè)計，以提升直流側(cè)穩(wěn)壓控制的快速性與魯棒性。