陳炫宇， 岳 珂， 陶風波， 龐 磊， 張喬根

(1. 西安交通大學 電氣工程學院， 西安 710049； 2. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司 電力科學研究院， 南京 211103)

晶閘管憑借耐壓等級高、通流能力強等優(yōu)勢在高壓直流輸電、無功補償?shù)却笕萘侩娏﹄娮釉O備中得到廣泛應用[1].高壓大功率晶閘管一般采用大注入方式，在其關斷過程中，基區(qū)存在大量的過剩載流子.通過遷移、擴散以及復合等方式消散時，在晶閘管上流過反向恢復電流，并形成明顯的反向恢復過程.如在此過程中出現(xiàn)電網(wǎng)擾動、雷電沖擊及串聯(lián)晶閘管的不同步關斷等情況，均可能造成晶閘管兩端遭受電壓脈沖沖擊，引起誤導通、器件損傷甚至擊穿.因此，研究脈沖電壓下晶閘管反向恢復期二次導通特性，對于確定器件保護策略，并進一步保證設備可靠運行具有重要意義.

由于晶閘管在反向恢復期出現(xiàn)誤導通時，容易引起器件失效，工程人員在器件應用過程中也對其二次導通特性進行關注.文獻[8]對晶閘管進行反向恢復期脈沖電壓耐受試驗，發(fā)現(xiàn)二次導通可能引起極高的導通電流并發(fā)生擊穿，對晶閘管是十分嚴峻的考驗，需要加強恢復期的保護.以高壓直流輸電換流閥為例，反向恢復期保護(RP)是晶閘管級控制單元(TCU)針對晶閘管反向恢復期電壓脈沖而采用的保護性觸發(fā)，但目前的保護策略仍存在保護誤動作、保護時間不合理或保護無效的缺陷[9].也有文獻對反向恢復期內TCU保護的試驗方法進行研究，能夠對TCU的保護功能進行有效的測試[10-11]，但只是對邏輯保護電路功能的檢定，并未涉及晶閘管器件自身物理特性，且現(xiàn)有的保護策略設計仍缺乏一定依據(jù).因此，需要針對高壓大功率晶閘管反向恢復過程中遭受脈沖電壓時的二次導通特性及變化規(guī)律進行更深入、全面的研究.

本文搭建電壓脈沖作用下晶閘管反向恢復特性實驗平臺，并對二次導通過程進行理論分析，研究正向通態(tài)電流脈沖電壓參數(shù)及脈沖施加時刻對反向恢復期內二次導通特性的影響.對于深入認識高壓晶閘管動態(tài)特性及指導晶閘管反向恢復期內保護設計具有一定的參考價值.

1 實驗系統(tǒng)

本文主要關注晶閘管反向恢復階段在脈沖電壓作用下動態(tài)特性，因此，實驗系統(tǒng)涉及正向導通及反向恢復期脈沖電壓兩部分的疊加.由于大功率晶閘管電流擴散效應較為明顯，為使晶閘管完全開通，需要較大的測試電流與較長的導通時間.本文選取正弦半波法產生正向導通電流，圖1為反向恢復特性實驗電路圖，其中左半部分電路對應工頻電源模塊.高壓直流電源DC1用于工頻電源模塊主電容C1充電，L與電容C1形成振蕩回路，用于產生正向導通的工頻半波電流，R1為充電電阻，D為續(xù)流二極管，VT為晶閘管開關，DUT為晶閘管試品，S為分流器.脈沖電壓產生電路如圖1中沖擊電源模塊所示，主要由R2C2充電回路、R3C3放電回路與全控開關IGBT組成，通過改變R3與C3的大小調節(jié)疊加電壓脈沖.由C4與R4組成高通濾波電路，用于工頻電源模塊和沖擊電源模塊之間的隔離.IGBT驅動信號通過單片機進行延時控制，實現(xiàn)反向恢復過程中電壓脈沖施加時刻的調節(jié).

圖1 脈沖電壓作用下反向恢復特性實驗電路Fig.1 Experimental circuit for reverse recovery characteristics under pulse voltage

實驗采用泰克高壓探頭P6015A測量電壓，分壓比為1 000∶1，帶寬75 MHz，最高測量脈沖幅值40 kV.采用同軸結構分流器，阻值為0.05 Ω，由多個無感電阻并聯(lián)且放置于金屬屏蔽盒中.經(jīng)測量，分流器方波響應時間為25 ns，高頻截止頻率可估算為10 MHz，滿足實驗要求.采用泰克DPO4104型數(shù)字示波器記錄測得的電壓電流波形，其模擬帶寬為1 GHz，可滿足實驗要求.實驗采用的試品為西安派瑞公司生產的5.6 kV/1 kA壓接式高壓大功率晶閘管.實驗系統(tǒng)可產生最大工頻電流幅值Ip為1 000 A，可產生最大脈沖電壓幅值為1 200 V.

2 反向恢復期內二次導通過程

為更好地理解反向恢復期內晶閘管的動態(tài)特性，本文首先對二次導通過程進行分析.采用上述實驗系統(tǒng)，使用5.6 kV/1 kA大功率晶閘管試品，設定通態(tài)電流幅值Ip=300 A，脈沖電壓作用下反向恢復階段波形如圖2所示，紅色為晶閘管陰陽極電壓波形，黑色為電流波形，電壓脈沖施加于t=120 μs，此時晶閘管電壓與電流迅速升高，脈沖電壓導致晶閘管流過容性位移電流Idis.在正向脈沖電壓的作用下，晶閘管電流繼續(xù)升高，此后，電壓跌落接近于零，電流發(fā)生振蕩，說明脈沖電壓作用下晶閘管在反向恢復期內再次開通.

圖2 脈沖電壓作用下反向恢復階段波形Fig.2 Waveforms during reverse recovery period under effect of pulse voltage

由于引起導通的電壓脈沖頻率較高，晶閘管內部結電容無法忽略，因此，采用晶閘管高頻等效小信號模型對由位移電流Idis引起的二次導通過程進行分析.晶閘管可等效為PNP與NPN兩個晶體管，結構示意圖如圖3所示，其中，CT1、CT2和CT3均為等效電容.

圖3 晶閘管等效晶體管結構示意圖Fig.3 Schematic diagram of transistor structure equivalent to thyristor

當晶閘管處于正向阻斷模式時，如晶閘管陽極外施正向電壓脈沖，則與CT2相比，CT1和CT3較大.由于CT1、CT2和CT3是串聯(lián)關系，可忽略CT1和CT3的影響.在晶閘管陽極電壓迅速上升的過程中，器件流過的容性位移電流為

(1)

式(1)最右邊一項通常被忽略，于是得

(2)

容性位移電流Idis與外部施加的門極觸發(fā)電流IG具有同樣的效果，這種由電壓上升率引起的觸發(fā)導通是一種非理想的導通方式.

當晶閘管陽極承受正向電壓時，晶閘管陽極電流由收集的電子電流ICN、空穴電流ICP和位移電流Idis組成，表示為

IA=ICP+ICN+Idis=αPIA+αNIK+Idis

(3)

式中：αP、αN分別為晶閘管等效PNP、NPN晶體管的直流共基極電流放大系數(shù)；IA、IK為陽極電流和陰極電流，在沒有外施門極觸發(fā)電流的情況下，則

IA=IK

(4)

將式(4)代入式(3)可得

(5)

由于在低電流等級時，電流增益更為敏感，因此，等效晶體管小信號電流放大系數(shù)α1與α2通常大于直流放大系數(shù)，即

(6)

(7)

由式(5)～(7)可得

(8)

在陽極電壓UAK恒定的情況下，晶閘管導通必須滿足dIA/dIdis→∞.由于α1和α2與器件電流密度正相關，當晶閘管遭受脈沖電壓沖擊時，若晶閘管內部PN結的電容效應引起的位移電流Idis具有足夠幅值，使器件內的電流密度增大，則α1和α2也隨之增大.當α1+α2趨近于1時，晶閘管將會因脈沖電壓過大而觸發(fā)導通.而在晶閘管反向恢復過程中，由于晶閘管基區(qū)內仍有大量非平衡載流子，當承受電壓脈沖時，外施電場因移除基區(qū)內載流子而產生的電流與Idis方向相同，將大幅增加晶閘管反向恢復期內二次導通的發(fā)生概率.

3 反向恢復期內二次導通特性

本文通過改變脈沖電壓幅值和脈沖施加時刻，來研究晶閘管反向恢復期內二次導通特性.實驗過程中固定電壓脈沖波前時間為3.8 μs，器件采用與上文相同的5.6 kV/1 kA大功率晶閘管.

3.1 脈沖電壓幅值對二次導通的影響

設定通態(tài)電流幅值Ip為300 A，脈沖延時Δt分別為90、100、110、120和130 μs.調節(jié)脈沖電壓幅值，晶閘管反向恢復期內二次導通電流幅值與脈沖電壓幅值關系如圖4所示.由圖4可以看出，二次導通電流幅值隨著脈沖電壓幅值增大而呈指數(shù)型增加.可以預見，反向恢復期內較低的電壓脈沖幅值就足以產生可能引起晶閘管熱損壞的導通電流.

圖4 二次導通電流隨脈沖電壓幅值變化曲線Fig.4 Changing curves of secondary conduction current with different amplitudes of pulse voltage

隨著晶閘管反向恢復過程的進行，晶閘管阻斷能力不斷恢復，引起同樣大小的導通電流需要更高的脈沖電壓.因此，隨著脈沖時延增加曲線的右移，同樣電壓引起的導通電流迅速降低.當Δt超過120 μs之后，晶閘管并未完全導通，故對應的dI/dU較小，曲線更為平緩.

3.2 脈沖施加時刻對二次導通的影響

由于反向恢復過程中晶閘管的阻斷能力不斷恢復，引起二次導通的條件也隨之改變.為探究其規(guī)律，實驗研究不同時刻引起晶閘管二次導通的脈沖電壓幅值情況，如圖5所示，變化趨勢呈現(xiàn)S型增長.

圖5 不同時刻引起二次導通的脈沖電壓幅值Fig.5 Pulse voltage amplitudes causing secondary conduction at different moments

基于半導體物理載流子運動機理，從反向恢復存儲電荷的角度出發(fā)，討論反向恢復期內晶閘管二次導通情況下，誤觸發(fā)脈沖電壓幅值U與反向恢復過程中脈沖電壓施加延時Δt之間的關系.

反向恢復電流由其峰值Irm開始，可近似地認為按指數(shù)規(guī)律衰減，時間常數(shù)為τr.從反向電流峰值Irm時刻t2起，反向恢復電流Ir在時刻t的值可表示為

(9)

電流連續(xù)性方程為

(10)

式中：τ為N基區(qū)少子空穴的壽命；K0為晶閘管中等效NPN晶體管的電流增益；I(t)為時刻t流過晶閘管的瞬時電流.在此過程中存儲電荷Qr(t)也按指數(shù)規(guī)律衰減[10]，可表示為

(11)

式中，Qm為反向恢復電流最大時晶閘管中的剩余存儲電荷，其與Ip有關.

假設在反向恢復期內，外施脈沖電壓造成晶閘管再次導通.tr為開通暫態(tài)上升時間，IF為反向恢復期內二次導通的臨界導通電流，并假設IF是恒定值.晶閘管二次導通電流主要由QT與QF產生，其中，QT為外施脈沖電壓對晶閘管陽極注入的電荷，QF為反向恢復的剩余電荷.

考慮晶閘管二次導通階段的存儲電荷Qsc(t)，首先，假定晶閘管初始導通時刻為零時刻，隨著時間的變化，晶閘管二次導通電流Isc(t)近似地滿足指數(shù)規(guī)律[12]，即其可近似地表示為

Isc(t)=IF(1-e-t/τ*)

(12)

式中，τ*為導通過程近似處理的等效時間常數(shù).將式(12)代入連續(xù)性方程式(10)，可得在導通瞬態(tài)過程中存儲電荷Q(t)的表達式，其同樣滿足指數(shù)衰減規(guī)律，即

Q(t)=Q0(1-e-t/τ*)

(13)

式中，Q0為器件導通電流穩(wěn)態(tài)時基區(qū)過剩載流子電荷.

晶閘管反向恢復期內二次導通后，隨著時間t的變化，晶閘管二次導通階段剩余的存儲電荷為

Qsc(t)=QT+Qr(t+t2+Δt)-Q(t)

(14)

式中，QT與脈沖電壓幅值成正比，即QT=C2U.

聯(lián)立式(10)、(12)和(14)可得晶閘管二次導通階段的存儲電荷表達式為

IFτF(t)]V

(15)

式中，F(xiàn)(t)=τ-et/ττ+τ*et/τ-τ*et/τ/et/τ*.

當t=tr時，Qsc(tr)近似等于電流達到IF時的基區(qū)存儲電荷，于是用tr替換式(15)中的t，可得QT與Δt的關系式為

(16)

晶閘管開通時間較短，因此可認為其是恒定值，且臨界導通電流IF也是恒定值，則式(16)中等號右邊前兩項之差是一個常數(shù)，這表明，二次導通前提下外施脈沖電壓對晶閘管陽極注入的電荷Q將隨著脈沖延時Δt的增大近似地呈指數(shù)增大.待晶閘管恢復電壓阻斷能力后，外施脈沖電壓與Δt不再相關.

圖5中，當100 μs≤Δt≤140 μs時，實驗結論與理論分析結果基本相符.不同之處在于，為使數(shù)學表達式更加簡潔，通常采用式(12)的指數(shù)模型來表征反向恢復電流的衰減過程，然而在反向恢復電流峰值Irm附近，指數(shù)模型無法準確地體現(xiàn)電流緩變的情況，造成反向恢復電流峰值階段式(16)中所描述的增長趨勢與實驗結果的差異.

由于實驗采用的脈沖波前時間均約為3.8 μs，而本實驗中反向恢復期內引起二次導通的電壓變化率在100～200 V/μs左右，遠低于試品斷態(tài)電壓臨界上升率1 000 V/μs.可見，反向恢復過程中晶閘管對電壓變化率較敏感.

4 結 論

本文通過實驗研究脈沖作用下晶閘管反向恢復器內二次導通特性，并從理論上分析反向恢復期內二次導通過程，結果表明：

1) 高壓大功率晶閘管在反向恢復期內，極易因脈沖電壓觸發(fā)而產生二次導通.該脈沖電壓上升率遠小于器件斷態(tài)電壓臨界上升率，甚至僅為后者的10%～20%.

2) 晶閘管反向恢復期內，晶閘管二次導通電流幅值隨脈沖電壓的增大呈指數(shù)型增長；隨施加脈沖延時的增大，能夠引起晶閘管二次導通的脈沖電壓幅值呈S型增長.待晶閘管電壓阻斷能力恢復后，脈沖電壓幅值與脈沖施加時刻不再相關.

對于晶閘管反向恢復期的保護，應設置更低的保護閾值，另外，可針對反向恢復期內不同時刻，調整不同的保護策略，優(yōu)化保護設計.