王國平，祝龍記

(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001)

直流升壓變換作為光伏發(fā)電和電機驅(qū)動等領(lǐng)域的關(guān)鍵部分，都要求其采用的升壓變換器具有高增益和高效率等特點[1-4]。傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)Boost變換器存在著極限占空比情況，電壓增益會受到限制[5]。一些研究者將耦合電感設(shè)計在升壓變換器中[6-12]，因為耦合電感可以使電壓增益顯著提高，但受耦合電感漏感的影響，文獻[6-12]中所設(shè)計電路的開關(guān)管電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力會大很多。文獻[13-14]中使用交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)能夠使升壓過程中的電流紋波得到有效降低，但這種不對稱結(jié)構(gòu)影響控制的因素多，導(dǎo)致控制較為復(fù)雜。文獻[15]提出一種帶有開關(guān)電容的交錯并聯(lián)Boost變換器，提高了變換器的電壓增益；文獻[16]在文獻[15]的基礎(chǔ)上，引入了多個開關(guān)電容組成網(wǎng)絡(luò)，使得變換器電壓增益進一步提高。文獻[17]提出的三電平變換器的升壓部分，在2個二極管之間加入飛跨電容降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但飛跨電容的穩(wěn)壓控制比較復(fù)雜；文獻[15-17]通過開關(guān)電容的作用能夠顯著提高電壓增益，但是電流紋波大的問題沒有得到解決。在提高電壓變換比的同時能夠抑制開關(guān)元器件的電壓應(yīng)力以及電流紋波成為亟待解決的問題。

本文在傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器以及文獻[15-17]提出的開關(guān)電容結(jié)構(gòu)特性的基礎(chǔ)上，設(shè)計一種具有高占空比調(diào)節(jié)范圍、高電壓增益的新型交錯并聯(lián)對稱Boost變換器。與上述變換器相比，該變換器具有輸入電流紋波小、在增加變換比的同時使開關(guān)管的電壓應(yīng)力降低為輸出電壓的一半、控制方法較簡單等優(yōu)點。并根據(jù)該變換器其占空比控制多樣的特性提出一種混合控制模式來生成占空比，使輸出電壓波動大幅降低，提高了變換器輸出電壓抗干擾能力。

1 工作原理分析

1.1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示。本文提出的交錯并聯(lián)對稱Boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(b)所示，其中S1、S2為變換器的開關(guān)管，2個開關(guān)管控制信號g1、g2的占空比分別為d1、d2，開關(guān)周期為T。Ui和Uo分別為變換器輸入和輸出直流電壓，Ci和Co分別為輸入和輸出濾波電容，D3、D4為輸出續(xù)流二極管，為輸出電流提供通路。L1、L2分別為2個并聯(lián)支路的電感，且L1=L2。Ro為負(fù)載電阻。本文提出的Boost變換器在傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器上改進并增加了開關(guān)電容C1和C2以及交錯連接的續(xù)流二極管D1、D2。開關(guān)電容有利于減小變換器的輸出電壓，續(xù)流二極管D1、D2交錯連接為2個開關(guān)電容充電提供通路，從而使得新型交錯并聯(lián)Boost變換器不僅具備了傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器的優(yōu)點，同時還具有開關(guān)管電壓應(yīng)力小以及電壓變換比大等優(yōu)點。

圖1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2 電路工作原理

電感L1、電容C1以及二極管D3組成的支路與電感L2、電容C2以及二極管D4組成的支路對稱，構(gòu)成了并聯(lián)對稱升壓電路。在開關(guān)管S1完全導(dǎo)通時，直流輸入電源開始對電感L1充電，電感L2對電容C1充電同時通過續(xù)流二極管D4向負(fù)載電阻供電。在開關(guān)管S1完全關(guān)斷時，電感L1通過續(xù)流二極管D3以及開關(guān)電容C1向負(fù)載供電，同時通過二極管D2向開關(guān)電容C2充電。開關(guān)管S2完全導(dǎo)通時電路狀態(tài)與開關(guān)管S1完全導(dǎo)通時電路狀態(tài)相似。

為了拓寬占空比可允許調(diào)節(jié)的范圍，新型Boost變換器采用對稱并聯(lián)結(jié)構(gòu)?？刂菩盘柨刂崎_關(guān)管S1和S2時，其占空比d1、d2無論相等或者不相等都可以實現(xiàn)穩(wěn)定升壓。因此采用等占空比或不等占空比都可以控制升壓輸出。當(dāng)d1=d2(等占空比控制)時，需要使控制信號g1和g2的相位相差180°，此時d1=d2<0.5時的工作狀態(tài)與d1=d2>0.5時不相同。當(dāng)d1≠d2(不等占空比控制)時，S1和S2的控制信號同樣采取移相控制策略，2個控制信號g1和g2的相位差φ不是固定的180°，而是根據(jù)變化的占空比計算出來的最優(yōu)移相值。

理論上占空比d1、d2的取值范圍為0～1，但是開關(guān)管控制信號占空比過小會導(dǎo)致開關(guān)電容的充電時間過短，放電時間過長，從而導(dǎo)致開關(guān)電容電壓為0或反向，從而使二極管D1、D2錯誤導(dǎo)通，開關(guān)電容將失去作用，無法降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力。

1.3 電路工作模式

為了分析變換器在2種不同控制模式下的工作狀態(tài)和工作波形，做出如下假設(shè)：在開關(guān)管開通和關(guān)斷瞬間，電感上電流保持不變；忽略二極管的導(dǎo)通壓降。

1.3.1d1=d2<0.5，等占空比模式

模態(tài)1(t0～t1)：如圖2(a)所示，圖中箭頭表示電流方向(下同)，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷。電源Ui對電感L1充電，通過電感L1的電流iL1呈線性上升。電感L2通過二極管D1對開關(guān)電容C1進行充電，L2及開關(guān)電容C2通過二極管D4向負(fù)載供電。開關(guān)電容C1電壓UC1線性上升，C2電壓UC2線性下降，電感L2電流iL2線性下降。

模態(tài)2(t1～t2)：如圖2(b)所示，開關(guān)管S1、S2關(guān)斷，電感L1及開關(guān)電容C1向負(fù)載電阻供電，電容C1兩端電壓UC1和電感L1電流iL1線性下降。電感L2及開關(guān)電容C2同時向負(fù)載供電，此時開關(guān)電容C2電壓UC2和電感L2電流iL2線性下降。

模態(tài)3(t2～t3)：如圖2(c)所示，開關(guān)管S2導(dǎo)通，S1關(guān)斷，電源對電感L2充電，L2的電流呈線性上升。電感L1通過二極管D2對開關(guān)電容C2進行充電，且通過二極管D3向負(fù)載供電。開關(guān)電容C2電壓UC2線性上升，電感L1電流iL1線性下降。

模態(tài)4(t3～t4)：如圖2(b)所示，與模態(tài)2相同。

圖2 等占空比模式下(d1=d2<0.5)電路模態(tài)

等占空比模式(d1=d2<0.5)下，通過對Boost模式下變換器4個模態(tài)的分析，可以得到變換器在1個周期內(nèi)的主要工作波形，如圖3所示。

圖3 d1=d2<0.5，等占空比模式波形

1.3.2d1=d2>0.5，等占空比模式

模態(tài)1(t0～t1)：如圖4所示，開關(guān)管S1、S2同時導(dǎo)通，電源同時給電感L1、L2充電，電感L1、L2電流iL1、iL2線性上升，輸出電容Co向負(fù)載供電。開關(guān)電容C1、C2兩端電壓保持不變。

圖4 d1=d2>0.5，等占空比模式下模態(tài)1

模態(tài)2(t1～t2)：與等占空比模式(d1=d2<0.5)下的模態(tài)1相同。

模態(tài)3(t2～t3)：與模態(tài)1相同。

模態(tài)4(t3～t4)：與等占空比模式(d1=d2<0.5)下模態(tài)3相同。

在d1=d2>0.5條件下，通過對Boost模式下變換器4個模態(tài)的分析，可以得到變換器在1個開關(guān)周期內(nèi)的主要工作波形，如圖5所示。

圖5 d1=d2>0.5，等占空比模式波形

1.3.3d1+d2>1且d1≠d2，不等占空比模式

不等占空比模式下的電路工作狀態(tài)與等占空比模式(d1=d2>0.5)基本相似，區(qū)別在于2個開關(guān)電容C1、C2的平均電壓、2個開關(guān)管S1、S2以及二極管所受到的最大端電壓不相等，而且與2個占空比的大小有關(guān)。不等占空比模式下，變換器在1個開關(guān)周期內(nèi)的主要工作波形如圖6所示。

圖6 d1+d2>1且d1≠d2，不等占空比模式波形

2 變換器工作性能分析

2.1 變換器電壓增益

對變換器穩(wěn)態(tài)情況下進行分析時，忽略開關(guān)管開通與關(guān)斷時間，忽略2個電容C1、C2兩端電壓波動以及2個電感L1、L2的電流紋波。等占空比和不等占空比模式下，由電感L1、L2的伏秒平衡可以得出：

d1Ui+(1-d1)(Ui-Uo+UC1)=0，

(1)

d2Ui+(1-d2)(Ui-UC1)=0。

(2)

等占空比模式下(d1=d2)，結(jié)合式(1)、(2)可以得到變換器的電壓增益為

(3)

不等占空比模式下(d1≠d2)，結(jié)合式(1)、(2)可以得到變換器的電壓增益為

(4)

2.2 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

等占空比模式下，開關(guān)電容由安秒平衡原理可以得出

(5)

開關(guān)管S1、S2以及二極管D1、D2的電壓應(yīng)力為

(6)

不等占空比模式下2個開關(guān)電容C1、C2的平均電壓以及2個開關(guān)管S1、S2的關(guān)斷電壓分別為：

(7)

(8)

2.3 變換器性能比較

表1將本文所設(shè)計變換器、文獻[18-19]以及傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器的電壓增益、開關(guān)管電壓以及輸出二極管電壓分別進行對比。

表1 變換器參數(shù)對比

表1表明：較傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器來說，交錯并聯(lián)對稱Boost變換器可以實現(xiàn)高升壓增益特性，變換器的升壓性能提升了1倍。本文所提出的Boost變換器在等占空比模式下，開關(guān)管的電壓應(yīng)力減小一半；在不等占空比模式下，開關(guān)管的電壓應(yīng)力與其2個開關(guān)管控制信號的占空比大小有一定關(guān)系，占空比的不等會使得2個開關(guān)管所受到的電壓應(yīng)力不相等，占空比越大的開關(guān)管對應(yīng)的電壓應(yīng)力越大。因此在進行具體的電路設(shè)計時，需要在升壓效果和開關(guān)管電壓應(yīng)力之間均衡考慮。

2.4 電流紋波抑制分析

交錯并聯(lián)對稱Boost變換器由于其交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，對電流紋波有抑制作用。以變換器工作于d1=d2<0.5模式下為例，其在1個周期內(nèi)的2個電感的電流波形如圖7所示，其中：I1、I2分別為電感L1、L2支路上流過電流的平均值，εI1、εI2分別為電感L1、L2支路上的電流紋波值；設(shè)占空比d1=d2=d，電感L1=L2=L。

圖7 1個周期內(nèi)電感L1、L2電流紋波

可以計算出電感L1和L2支路電流紋波值為

εI1=εI2=UidT/L。

(9)

電感L1與L2支路電流波動情況一樣，只有相位不同，因此電感L1與L2平均電流I1=I2=Io。

則2個電感支路電流表達式為：

(10)

(11)

輸入電流ii=iL1+iL2，綜合式(9)～(11)可以得出輸入電流紋波為：

(12)

(13)

由式(12)和(13)可以看出，交錯并聯(lián)技術(shù)可以改善輸入電流紋波，輸入紋波的大小與占空比的大小有關(guān)，同時還與支路上的電感值成反比。

2.5 開關(guān)電容的選取

開關(guān)電容C1、C2在整個電路工作過程中通過吸收和釋放能量來達到降低開關(guān)管電壓應(yīng)力的目的，其兩端電壓方向不改變是維持電路工作狀態(tài)不改變的保證。占空比較小會導(dǎo)致電容的充電時間過短放電時間過長，從而電容儲存能量功能失效。因此，開關(guān)電容在工作過程中充放電需要達到平衡，且在1個開關(guān)周期內(nèi)電容電壓不能下降到0。

由此可得

(14)

式中：d=d1=d2；ΔUC為1個開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)電容兩端電壓波動最大值；IL為通過電感L1或L2支路的電流。式(14)表明，要求電壓波動越小，電容取值則必須大。

3 控制策略

3.1 占空比的控制與計算

由圖8可以得出輸出電壓計算給定值

(15)

由式(3)并結(jié)合圖8可以得到期望電壓增益值G*表達式

圖8 變換器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

(16)

由式(15)、(16)可知

(17)

式(15)、(17)中，KP1為比例系數(shù)。

3.2 移相控制

為了實現(xiàn)對電流紋波的抑制同時發(fā)揮出開關(guān)電容的作用，交錯并聯(lián)對稱Boost變換器在工作過程中的2個開關(guān)管需要實現(xiàn)移相控制。為了使得輸入紋波電流均勻波動，需要根據(jù)控制過程中實時變化的占空比d1、d2計算出控制信號最適合的相位差。最合適的相位差就是在1個周期內(nèi)1個控制信號的高電平區(qū)間中點與另一個控制信號的低電平區(qū)間中點在時間軸上重合時兩信號相差的相位φ。

如圖8所示，數(shù)字移相中的相位偏移值為

(18)

4 仿真結(jié)果分析

為了驗證新型交錯并聯(lián)對稱Boost變換器的工作特性以及采用混合控制后的性能是否提高，在Simulink中搭建了變換器以及其控制系統(tǒng)模型。其中，電感L1、L2為130 μH；2個開關(guān)電容C1、C2為22 μF；輸出側(cè)電容Co=470 μF；輸入側(cè)電容Ci=1 mF；控制信號頻率為50 kHz[20]。電路處于連續(xù)工作模式。

圖9～11為等占空比控制模式下，輸出電壓穩(wěn)定在400 V時(如圖12)，變換器各個元器件的電壓波形。圖9(a)中，開關(guān)管的電壓US1、US2峰值為210 V，僅為輸出電壓的一半。圖9(b)中二極管D1、D2的電壓UD1、UD2峰值為209.3 V，僅為輸出電壓的一半，電壓應(yīng)力得到了大幅度降低。圖10為電感L1、L2以及輸入電流ii波形，可以看出，2個電感L1、L2的電流交錯波動，且平均值基本相等。輸入電流ii的紋波比2個電感電流紋波要小很多。圖11為3種不同占空比模式下開關(guān)電容的電壓波形。從圖11可以看出，在等占空比模式下，d1=d2<0.5時開關(guān)電容C1、C2兩端平均電壓相等，d1=d2>0.5時開關(guān)電容C1、C2兩端平均電壓也相等。不等占空比下2個開關(guān)電容兩端電壓平均值不相等，與理論分析一致。

圖9 d1=d2=0.6時開關(guān)器件以及二極管電壓波形

圖10 d1=d2=0.6時電感以及輸入電流波形

圖11 不同占空比組合時開關(guān)電容C1、C2端電壓波形

圖12 輸出電壓波形

當(dāng)輸入電壓為100 V，輸出電壓初始給定值為435 V，在t=1 s時將給定電壓變?yōu)?80 V，圖13為變換器輸出電壓波形，其中：圖13(a)為采用混合閉環(huán)控制的輸出電壓波形；圖13(b)為采用單一閉環(huán)的傳統(tǒng)控制下輸出電壓波形。

圖13(a)中，輸出電壓穩(wěn)定時的電壓波動為433.8～434.1 V；圖13(b)中，輸出電壓穩(wěn)定時的電壓波動為432.7～437.2 V。采用混合閉環(huán)控制與傳統(tǒng)單閉環(huán)控制輸出電壓波動差比值為0.067，即混合閉環(huán)控制的輸出電壓波動減小93.3%，表明混合閉環(huán)控制對變換器啟動時輸出電壓波動有很大的抑制效果。

圖13 輸出電壓波形

圖14為輸出電壓穩(wěn)定為400 V時，變換器的效率隨著輸出功率Po變化的效率曲線。在輸出功率為1.6 kW時，變換器的效率最高為95.6%。變換器輸出功率為1.2～2.0 kW時，效率較為穩(wěn)定，可以看出在此區(qū)間變換器可以高效穩(wěn)定地運行。

圖14 效率曲線

5 結(jié)語

本文提出了一種基于交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的Boost變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，對變換器的工作原理和特性進行了詳細(xì)理論和仿真分析。加入了2個開關(guān)電容使得開關(guān)管電壓應(yīng)力降低了一半，并且該升壓變換器具有比傳統(tǒng)交錯并聯(lián)Boost變換器高1倍的電壓增益，抑制了輸入電流紋波。與傳統(tǒng)單閉環(huán)控制方法相比，提出的新型混合閉環(huán)控制方法提高了輸出電壓的穩(wěn)定性，減小93.3%的輸出電壓波動。本文提出的變換器具有很好的應(yīng)用前景，可適用于需要高電壓增益以及穩(wěn)定的直流供電電壓場合。