（武漢理工大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，湖北 武漢 430070）

1 概述

1.1 無線充電的優(yōu)點(diǎn)

無線充電于實(shí)現(xiàn)了電能非接觸型傳輸，克服了傳統(tǒng)充電模式存在的易漏電、不易維護(hù)、使用笨重的缺點(diǎn)[1]。隨著近些年來無線充電技術(shù)在電子電器方面（如無線快充手機(jī)、掃地機(jī)器人、電動(dòng)牙刷等）的普及使用，無線充電技術(shù)在電動(dòng)汽車領(lǐng)域的應(yīng)用也逐漸進(jìn)入人們視野。靜態(tài)無線充電模式不用使用傳統(tǒng)充電電纜，而動(dòng)態(tài)無線充電則有效增加了電動(dòng)汽車的續(xù)航里程數(shù)，而且它能使電池組電池處于即充即放狀態(tài)，有效延長了電池組的使用壽命[2]。

1.2 補(bǔ)償式分段式導(dǎo)軌概念的提出

目前國內(nèi)外靜態(tài)無線充電的技術(shù)已經(jīng)比較成熟，且已經(jīng)投入到生產(chǎn)實(shí)踐中，但是對(duì)于動(dòng)態(tài)無線充電還有許多問題有待解決。一般來說動(dòng)態(tài)無線充電都采用集中一體式導(dǎo)軌[3]，而集中一體式導(dǎo)軌在充電過程中需要對(duì)整個(gè)線圈供電，能量的利用率非常低，且系統(tǒng)對(duì)參數(shù)變化非常敏感，極易造成整個(gè)系統(tǒng)不穩(wěn)定，當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí)，需要整段停用待檢，給系統(tǒng)維護(hù)造成了很大的不便。因此有必要通過分段式導(dǎo)軌[4]供電，將激勵(lì)導(dǎo)軌劃分成多段，每段導(dǎo)軌都配有換流器以及諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，將配電導(dǎo)軌上高頻的交流電轉(zhuǎn)換為低壓近似恒流的交流電，保證能量供應(yīng)的效率以及穩(wěn)定性。這種供電模式有很多優(yōu)點(diǎn)，通過高壓分時(shí)分段供電，系統(tǒng)在導(dǎo)軌上的損耗較?。话l(fā)生故障之后易于維護(hù)；且分段之后每段導(dǎo)軌的自感下降，系統(tǒng)對(duì)參數(shù)變化敏感度大大降低，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

本文基于分段導(dǎo)軌在導(dǎo)軌切換過程中存在的磁場供應(yīng)不穩(wěn)定、輸出功率衰減問題，提出一種補(bǔ)償式分段導(dǎo)軌方案，并就此展開敘述。

2 系統(tǒng)總結(jié)構(gòu)

補(bǔ)償式分段無線充電導(dǎo)軌系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1 所示，首先通過大電容和電感濾波整流，將50 Hz 的電網(wǎng)電壓轉(zhuǎn)換為脈動(dòng)較小的直流電，然后通過高頻逆變電路產(chǎn)生高頻的交流電輸送到配電導(dǎo)軌上，經(jīng)過諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)輸送到激勵(lì)導(dǎo)軌上，通過感應(yīng)耦合產(chǎn)生高頻感應(yīng)電壓，最后通過電能變換裝置的變換與調(diào)節(jié)供給不同的負(fù)載。

圖1 補(bǔ)償式分段無線充電導(dǎo)軌示意圖

3 關(guān)鍵技術(shù)方案

3.1 感應(yīng)耦合電能傳輸技術(shù)

感應(yīng)耦合電能傳輸（Inductively Coupled Power Transfer，ICPT）技術(shù)是常用的無線充電技術(shù)中的一種，其基本原理如圖2 所示。整個(gè)系統(tǒng)分為供電端、受電端和電磁耦合機(jī)構(gòu)三部分，供電端與受電端均具備獨(dú)立線圈，供電端的發(fā)射線圈連接電源裝置，通過電磁耦合機(jī)構(gòu)感應(yīng)出高頻交變磁場，受電端的接收線圈接收高頻交變磁場同時(shí)感應(yīng)出高頻感應(yīng)電壓，再通過電能變換裝置對(duì)感應(yīng)出的高頻交流電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，以適應(yīng)不同的負(fù)載。這種方法雖然受距離影響較大，但是轉(zhuǎn)換效率高，適合電動(dòng)汽車這種大功率的充電系統(tǒng)。

3.2 諧振補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?/h3>

由于磁路耦合機(jī)構(gòu)的發(fā)射端和接收端處于耦合狀態(tài)，會(huì)在諧振回路中產(chǎn)生較多的無功功率，而電動(dòng)車對(duì)傳輸功率和傳輸效率都有較高的要求，因此需要對(duì)原副方增加補(bǔ)償電容來抵消無功功率，使系統(tǒng)工作于諧振狀態(tài)，根據(jù)原邊線圈與原邊補(bǔ)償電容的連接關(guān)系，以及副邊線圈與副邊補(bǔ)償電容的連接關(guān)系是串聯(lián)還是并聯(lián)，可以形成不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2 感應(yīng)耦合電能傳輸原理框圖

一般來說，串串型（原邊串聯(lián)、副邊串聯(lián)）拓?fù)溥m合于多負(fù)載和原副邊存在相對(duì)運(yùn)動(dòng)的系統(tǒng)，串并型拓?fù)溥m合于負(fù)載變化較大和原副邊相對(duì)靜止的系統(tǒng)，并并型和并串型拓?fù)溥m合于負(fù)載相對(duì)固定和原副邊相對(duì)靜止的系統(tǒng)，本文采用動(dòng)態(tài)無線充電技術(shù)，原副邊存在一定的相對(duì)運(yùn)動(dòng)，所以串串型拓?fù)渚W(wǎng)絡(luò)較為合適。

ICPT 系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 ICPT 系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

3.3 高頻逆變電路

高頻逆變部分是整個(gè)系統(tǒng)電能變換工作中的一個(gè)重要環(huán)節(jié)，選擇一個(gè)合適的逆變電路至關(guān)重要。目前，電能傳輸領(lǐng)域使用的高頻逆變電路主要有電壓型半橋式逆變電路（半橋電路）和電壓型全橋式逆變電路（全橋電路）兩種逆變電路。

電壓型半橋式逆變電路和電壓型全橋式逆變電路的電路都是通過兩個(gè)橋臂按規(guī)律輪流導(dǎo)通來實(shí)現(xiàn)DC 至AC 的轉(zhuǎn)換，區(qū)別在于半橋電路一個(gè)橋臂只有一個(gè)開關(guān)管，而全橋電路一個(gè)橋臂有兩個(gè)開關(guān)管。雖然全橋逆變電路的開關(guān)器件數(shù)量是半橋電路的兩倍，但是負(fù)載可以獲得的最大輸出電壓也是半橋電路的兩倍，同時(shí)全橋逆變電路的輸出容量較半橋逆變電路提高了一倍，可以直接通過移相控制和能量注入控制策略實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)，適用于較大功率場合，使用相對(duì)靈活。

由于電動(dòng)汽車動(dòng)態(tài)無線供電系統(tǒng)要求的傳輸功率等級(jí)較大，因此本文采用全橋式逆變電路作為高頻逆變電路，絕緣門級(jí)雙極型晶體管（IGBT）作為開關(guān)管。

4 補(bǔ)償式分段導(dǎo)軌系統(tǒng)

4.1 分段導(dǎo)軌連續(xù)切換的基本原理

分段導(dǎo)軌連續(xù)切換的基本原理是通過相鄰兩段發(fā)射導(dǎo)軌的連接處的位置傳感器Sn來檢測線圈的位置，從而判斷該段導(dǎo)軌應(yīng)該處于開始注入能量、停止注入能量、保持注入能量的哪一階段，具體實(shí)現(xiàn)過程如下：當(dāng)接收線圈處于位置A 時(shí)，位置傳感器S1檢測到位置信息，發(fā)射導(dǎo)軌L1保持注入能量，其他發(fā)射導(dǎo)軌處于關(guān)閉狀態(tài)。隨著電動(dòng)汽車的行駛，當(dāng)接收線圈處于圖中位置B 時(shí)，接收線圈右端與導(dǎo)軌段L2耦合，位置傳感器S1和S2都檢測到電動(dòng)汽車的位置信息，發(fā)射導(dǎo)軌L1維持注入能量狀態(tài)，發(fā)射導(dǎo)軌L2開啟，開始注入能量。在C 處接收線圈與相鄰的兩段導(dǎo)軌均存在磁耦合現(xiàn)象，位置傳感器S1和S2均檢測到位置信息，此時(shí)發(fā)射導(dǎo)軌L1和發(fā)射導(dǎo)軌L2均保持開啟注入能量。接收線圈處于位置D 時(shí)，只有傳感器S2檢測到位置信息，發(fā)射導(dǎo)軌L1停止注入能量，由發(fā)射導(dǎo)軌L2單獨(dú)供電。

分段導(dǎo)軌切換如圖4 所示。

圖4 分段導(dǎo)軌切換示意圖

4.2 分段導(dǎo)軌所存在的問題

將導(dǎo)軌進(jìn)行分段后減小了不必要的能量損耗，但是也隨之出現(xiàn)了新的問題，根據(jù)安培定則可知，大小相等、電流方向相反的兩根導(dǎo)體產(chǎn)生的磁場相互抵消，如圖4 所示，在相鄰導(dǎo)軌的切換處，磁感應(yīng)強(qiáng)度主要由MN、OP 段決定，但是MN、OP 段電流方向相反，磁感應(yīng)強(qiáng)度會(huì)進(jìn)行一定抵消，電動(dòng)汽車經(jīng)過此處時(shí)磁場強(qiáng)度會(huì)衰減，電能供應(yīng)在導(dǎo)軌切換處會(huì)存在較大的波動(dòng)，因此本文采取利用補(bǔ)償線圈加相位控制進(jìn)行平穩(wěn)切換的換流策略。

4.3 分段導(dǎo)軌連續(xù)切換的優(yōu)化策略

4.3.1 補(bǔ)償線圈平穩(wěn)切換策略

發(fā)射導(dǎo)軌的輸出功率與兩條導(dǎo)軌之間的距離密切相關(guān)，若導(dǎo)軌間距變大，耦合較弱，發(fā)射導(dǎo)軌輸出功率會(huì)變?。环粗畬?dǎo)軌間距變小，耦合加強(qiáng)，輸出功率會(huì)變大。根據(jù)以上分析，本文選取一個(gè)導(dǎo)軌間距很小的線圈作為補(bǔ)償線圈抵消發(fā)射導(dǎo)軌的交接處的能量衰減，使供電更加平穩(wěn)。

在相鄰導(dǎo)軌的切換處，如圖4 中C 位置，接收線圈離MN、OP 段距離較近，受其影響較大，但是MN、OP 段電流方向相反磁場進(jìn)行了抵消。使補(bǔ)償線圈和相鄰兩段發(fā)射導(dǎo)軌的電流相位相差180°，在切換過程中MN 和OP 段電流方向相同來補(bǔ)償磁場，分段導(dǎo)軌切換優(yōu)化如圖5 所示。

當(dāng)電動(dòng)汽車完全處于補(bǔ)償線圈中時(shí)，將補(bǔ)償線圈電流相位翻轉(zhuǎn)180°，以保證磁場方向的一致性，具體優(yōu)化如圖6所示。

圖5 分段導(dǎo)軌切換優(yōu)化示意圖1

圖6 分段導(dǎo)軌切換優(yōu)化示意圖2

4.3.2 適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)電路

考慮到電動(dòng)汽車行駛過程中補(bǔ)償線圈需要進(jìn)行相位變換，所以必須對(duì)驅(qū)動(dòng)脈沖進(jìn)行恰當(dāng)?shù)南辔豢刂?。需要考慮以下兩個(gè)問題：補(bǔ)償線圈和切換導(dǎo)軌的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)必須同步，盡量減少脈沖翻轉(zhuǎn)的延遲時(shí)間。因此需要選擇恰當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)電路來滿足這些條件。

若相鄰導(dǎo)軌的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)不同步，必然導(dǎo)致導(dǎo)軌中的正弦交變電流不同步，這樣不僅僅在導(dǎo)軌切換處會(huì)存在磁場抵消，在其他位置也會(huì)產(chǎn)生電流反向削弱磁場，從而影響整個(gè)系統(tǒng)的工作效率。

若脈沖翻轉(zhuǎn)的延遲時(shí)間過長，經(jīng)過時(shí)間積累兩個(gè)相鄰導(dǎo)軌的相位差逐漸變大，一個(gè)周期內(nèi)存在電流反向的時(shí)間會(huì)增長，同樣會(huì)削弱磁場造成磁場不穩(wěn)定。

由于本系統(tǒng)的電壓電流等級(jí)較大且采用IGBT 作為開關(guān)管，而脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)電路可實(shí)現(xiàn)信號(hào)和能量的同時(shí)傳輸，具有隔離電壓高、開關(guān)頻率高、傳輸延遲小的特點(diǎn)且可擴(kuò)展性良好，適合本系統(tǒng)。

脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)電路基本構(gòu)成如圖7 所示，N 溝道增強(qiáng)型MOS 管起輔助作用，柵極為G，漏極為D，源極為S。當(dāng)P（pluse）端輸入正信號(hào)時(shí)，柵源極電壓VGS＜0，MOS管受偏而關(guān)斷，二極管導(dǎo)通，副方電壓經(jīng)二極管向IGBT 管提供開通電壓，同時(shí)給結(jié)電容C 充電，這時(shí)MOS 管關(guān)斷阻止了結(jié)電容C 經(jīng)MOS 管放電，能夠一直給IGBT 管提供開通電壓。當(dāng)P 端輸入負(fù)信號(hào)時(shí)，柵源極電壓VGS＞0，MOS管開通，結(jié)電容C 放電，其電荷被抽出使IGBT 管關(guān)斷。

圖7 有脈沖變壓器的IGBT 驅(qū)動(dòng)器

5 結(jié)束語

本文將動(dòng)態(tài)無線充電技術(shù)應(yīng)用于電動(dòng)汽車的充電系統(tǒng)中，通過選用補(bǔ)償式分段導(dǎo)軌使電動(dòng)汽車在行駛過程中平穩(wěn)獲取電能，同時(shí)也提高了能量的利用率，本文所提出的換流策略不需要復(fù)雜的電路結(jié)構(gòu)，易于實(shí)現(xiàn)，具有一定的實(shí)際意義。