區(qū)俊輝，章秀銀，唐 杰

(華南理工大學(xué)電子與信息學(xué)院，廣州 510641)

0 引言

毫米波能量傳輸(Millimeter wave Power Transmission, MPT)指的是能量在毫米波段以電磁波輻射的形式被發(fā)射到自由空間中，并由空間中的接收系統(tǒng)重新轉(zhuǎn)化為直流能量，供直流用電器使用[1-2]。對比微波頻段，毫米波段的傳能系統(tǒng)部件具有更小尺寸、更高集成度、空間波束更集中等優(yōu)勢，在無線傳感網(wǎng)供電、大功率裝備遠(yuǎn)距離無線供電等應(yīng)用場景具有巨大的潛力[3-4]。毫米波能量傳輸系統(tǒng)中與自由空間收發(fā)能量的關(guān)鍵部件是天線[5]，一方面用于發(fā)射系統(tǒng)發(fā)射能量，另一方面用于整流天線中接收能量。根據(jù)弗里斯自由空間傳輸公式，為了提高傳能的點(diǎn)對點(diǎn)收發(fā)整體效率，無論是發(fā)射天線還是接收天線，其方向增益均應(yīng)盡可能高，從而使其等效發(fā)射/接收面積應(yīng)盡可能大[6]。

因此，毫米波傳能系統(tǒng)中的天線部件應(yīng)具備易集成、低成本、高增益的特點(diǎn)。微帶天線天然具有低剖面、易集成、低成本的特性，然而傳統(tǒng)的微帶天線通常具有6-8dBi的增益，相比其他如喇叭天線、透鏡天線的增益較低[7]。圍繞微波帶天線增益增強(qiáng)，文獻(xiàn)[8-9]通過加入有源激勵電路增強(qiáng)天線的增益，并改變天線的輻射方向，增益比傳統(tǒng)微帶天線提高1.5-2 dBi。然而有源電路帶來能量損耗，會導(dǎo)致天線整體的效率降低；文獻(xiàn)[10-11]引入堆疊貼片天線的概念，通過多層貼片激勵，在主方向上實(shí)現(xiàn)更高的增益。這類技術(shù)不會降低輻射效率，但是會增加剖面高度，同時增加結(jié)構(gòu)和制作的復(fù)雜度；文獻(xiàn)[12-13]通過引入周期反射結(jié)構(gòu)(Periodically Reflective Structure)或者超級介質(zhì)基板(Super Substrate)改變天線輻射特性，從而提高增益。然而，通過貼片激勵特殊的結(jié)構(gòu)可能產(chǎn)生期望以外的漏波輻射。

針對以上問題，本文嘗試在圓形微帶天線上引入周期性短路探針來增強(qiáng)天線的增益。通過建模發(fā)現(xiàn)，短路探針加載在靠近貼片天線邊沿區(qū)域的適當(dāng)位置時，能最大程度地引入電感效應(yīng)，使得天線諧振頻率達(dá)到極大值。因此在同一目標(biāo)頻段，天線的尺寸及輻射面積將極大化，從而有效提高增益。另一方面，引入短路探針后天線的邊沿阻抗將大幅下降，在毫米波段，傳統(tǒng)的饋電結(jié)構(gòu)與工藝無法滿足饋電的阻抗匹配需求。因此，本文提出了一種嵌套加過渡的饋電結(jié)構(gòu)，有效提升了天線的匹配性能。

1 圓形微帶天線加載短路探針的增益增強(qiáng)原理分析

本章首先給出新型增益增強(qiáng)的圓形為帶天線的結(jié)構(gòu)，并根據(jù)微波與天線的基礎(chǔ)理論建立天線對應(yīng)的等效電路模型。然后，基于模型分別對短路探針的加載位置和加載組數(shù)進(jìn)行討論，得到了加載不同位置和數(shù)量的短路探針對天線的諧振頻率以及輻射模式的影響。

1.1 新型增益增強(qiáng)圓形微帶天線拓?fù)浼暗刃щ娐纺Ｐ?/h3>

加載短路探針圓形微帶天線結(jié)構(gòu)如圖1所示[15]。輻射貼片和地平面分別蝕刻在一塊薄介質(zhì)基板上，在地平面和輻射貼片之間放置了8個金屬針，這些金屬針把輻射貼片和地平面電氣連接，相當(dāng)于把輻射貼片短接到地平面，于是稱為短路探針。該輻射貼片由饋線1和2組成的結(jié)構(gòu)進(jìn)行饋電，其中饋線1與貼片相連，并嵌入貼片內(nèi)部，嵌入深度為Di。饋線1邊沿和貼片的縫隙寬度為Ds。

圖1 加載短路探針的圓形微帶天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Topology of the circular microstrip antenna with loading of shorting posts

首先給出傳統(tǒng)圓形貼片的等效傳輸線模型。為方便描述圓形貼片，采用極坐標(biāo)的位置描述方式。不考慮Z軸，把圓形貼片的中心定為極坐標(biāo)軸的中心，原X軸方向定為極坐標(biāo)軸的0度方向，并把(x,y)改為(ρ,φ)，ρ代表極坐標(biāo)軸之內(nèi)任意一點(diǎn)到中心的距離，φ代表該點(diǎn)與中心的連線與0度方向的夾角，再令饋電點(diǎn)的位置為(Df,φ0)，如圖2(a)所示。一個傳統(tǒng)圓形貼片的等效傳輸線模型如圖2(b)所示[16]。

(a)

(b)圖2 傳統(tǒng)圓形微帶天線的(a)的極坐標(biāo)示意圖,(b)的等效傳輸線模型圖Fig.2 (a) Geometry of a circular microstrip antenna in polar coordinate system,(b) genialized transmission line model of a circular microstrip antenna

由文獻(xiàn)[17]可知，電路針通常成對引入，這對短路探針與圓心的距離相等，極化角相反，使得貼片表面電流分布對稱，從而減小交叉極化。引入短路探針帶來的等效效應(yīng)分為兩大分：短路探針和貼片之間的相互作用，以及短路探針之間的相互作用。首先短路探針處有時變電流通過，因而產(chǎn)生并聯(lián)電感效應(yīng)，帶來并聯(lián)電感Lp；短路探針為線導(dǎo)體，本身存在微小的等效電阻Rp；短路探針本身一方面會和空腔模型中的磁壁作用形成電容效應(yīng)并帶來等效電容Cm，當(dāng)加載多個短路探針時，短路探針本身會和其他短路探針互耦，帶來等效互耦電容Cp與互耦電感Lc。傳輸線本身可等效為RLC電路。于是,給出加入探針后的天線等效電路，如圖3所示。

1.2 短路探針加載的討論

若要增強(qiáng)微帶天線的增益，要在貼片尺寸保持不變的情況下，使加入短路探針后的貼片諧振頻率升高。由文獻(xiàn)[16]可知，天線的輸入阻抗可由下式計(jì)算

(1)

圖3 引入8根短路探針的圓形貼片等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit model for the circular microstrip antenna with loading of n shorting posts

當(dāng)只有短路探針之間的距離Dp>5Rs時，兩根針之間的互耦電容效應(yīng)較小，等效電容Cp與電感Lc可忽略不計(jì)。為體現(xiàn)一般性，設(shè)置一個比例系數(shù)T，用以表示短路探針與圓心的距離和圓形貼片半徑的比值，也即

T=Dp/Sr

(2)

隨著T的變化，由短路探針引入天線的等效電容和電感值應(yīng)變化分為四個階段[16]：

(1)當(dāng)T較小時，探針和貼片邊緣磁壁的作用較小可忽略不計(jì)，于是短路探針的作用只等效為式(4)的并聯(lián)電感Lp/8。由于并聯(lián)電感導(dǎo)致等效電路的總體電感值變小，而電容值不變，諧振頻率升高。由于貼片中心區(qū)域磁場最強(qiáng)，等效電感Lp較大，Lp與La并聯(lián)后改變量較小，頻率升高幅度較小。

(2)當(dāng)T逐漸變大時，短路探針遠(yuǎn)離中心區(qū)域，作用的磁場減弱，導(dǎo)致Lp減小，并聯(lián)后La的改變量變大，諧振頻率持續(xù)升高。同時，探針往貼片邊緣移動，與邊緣磁壁的互耦效應(yīng)加強(qiáng)，Cm增大。

(3)當(dāng)探針移動到特定位置ρn時，Cm的效應(yīng)和Lp的效應(yīng)相等，諧振頻率達(dá)到極大值。

(4)諧振頻率達(dá)到極大值后T繼續(xù)增大，Cm的影響超過Lp，于是諧振頻率開始減小。由于本天線設(shè)計(jì)目標(biāo)是找到引入短路探針后天線在同樣的諧振頻率有最大的尺寸，那么在同樣的尺寸下，引入短路探針后天線的諧振頻率應(yīng)達(dá)到極大值。因此，引入短路探針的最佳位置對應(yīng)的T應(yīng)落在階段3。為驗(yàn)證以上分析，在HFSS15.0仿真軟件下，基板采用Rogers RT5880，介電常數(shù)為2.2，損耗角為0.0009，厚度為0.125 mm。短路針位置T的掃描范圍設(shè)置方面，相互重疊(T<0.05)以及與貼片邊緣相交(T>0.95)的情況不予以考慮，掃描取值區(qū)間為[0.05, 0.95]。仿真得到天線的歸一化諧振頻率比(引入短路探針后天線的諧振頻率和引入前頻率之比)如圖4所示。從圖中可見，微帶天線的諧振頻率隨T的取值變化趨勢基本符合前文的分析，證明了文獻(xiàn)[16]的分析方法在毫米波段仍使用適用，并在T= 0.77處得到諧振頻率的極大值。

圖4 短路探針引入位置和天線諧振頻率的關(guān)系Fig.4 Resonance frequency of the antenna versus T

在短路探針引入的個數(shù)方面，由文獻(xiàn)[16]可知，由于圓形擁有無數(shù)條對稱軸，引入到微帶天線的短路探針引入個數(shù)可以協(xié)同短路探針自身的尺寸靈活改變，在這個設(shè)計(jì)中，因?yàn)楣に囅拗?，探針半徑設(shè)置為0.1 mm的電過孔，此時使得諧振頻率達(dá)到極大值的探針個數(shù)為8根。引入8根短路探針后的貼片表面電流分布如圖5所示。

圖5 引入8根短路針時的微帶天線面電流分布Fig.5 Surface current distribution of the proposed microstrip antenna

短路針呈現(xiàn)強(qiáng)電流吸引效應(yīng)，短路針附近區(qū)域電流被吸引后，導(dǎo)致部分電流呈反方向擠壓，距離短路針較遠(yuǎn)的中心區(qū)域的電流相對變得比未引入短路針時的分布更集中，電流強(qiáng)度也更大。于是，電流方向的平面的電流區(qū)域被壓縮，使得在主輻射方向呈現(xiàn)更強(qiáng)的方向性，也即，實(shí)現(xiàn)增益增強(qiáng)和波寬壓縮。

1.3 饋電設(shè)計(jì)

由于毫米波段微帶天線尺寸較小，采用同軸饋電可行性不高。因此，本設(shè)計(jì)采用邊沿饋電的方式進(jìn)行設(shè)計(jì)。然而，由于微帶天線的邊沿阻抗較大，在仿真中錄得332歐姆，若在毫米波段直接采用微帶線進(jìn)行饋電，則該微帶線的寬度不超過0.05毫米，加工與連接器焊接難度極大，且傳輸損耗大。因此，邊饋方案采用嵌套饋電(Inset feed)。同時，饋電1的主要作用是對邊沿阻抗進(jìn)行阻抗轉(zhuǎn)換，使其趨近于50歐姆。

然而，采用嵌套饋電，在微帶天線邊沿形成一個小型鏤空區(qū)域，將影響貼片表面的電流分布，使其不再嚴(yán)格軸對稱。當(dāng)嵌入深度Di越大，嵌入點(diǎn)的邊沿阻抗越小，連接的阻抗變換線的阻抗則越小，有利于實(shí)際加工操作，但貼片表面電流分布的對稱性也隨之越差，根據(jù)文獻(xiàn)[17]可知，天線的交叉極化抑制將會被惡化。因此在設(shè)計(jì)時，Di的選擇和饋線1寬度W1之間應(yīng)考慮折中。同時，嵌套縫隙Ds的變大也會使鏤空區(qū)域變大，從而影響表面電流的對稱性，Ds的選擇和饋線1寬度W1之間也應(yīng)考慮折中，而W1應(yīng)基于邊沿阻抗的組織，根據(jù)文獻(xiàn)[18]對阻抗轉(zhuǎn)換線的計(jì)算方法獲得。饋線1的長度L1為四分之一工作波長，饋線2的長度L2可根據(jù)阻抗匹配情況進(jìn)行調(diào)優(yōu)，寬度為50歐姆特征阻抗對應(yīng)的寬度。

2 天線設(shè)計(jì)與實(shí)測結(jié)果分析

基于前文分析，本章首先形成天線的設(shè)計(jì)方法。然后，將基于該方法，設(shè)計(jì)一副諧振在27 GHz的天線，通過實(shí)際設(shè)計(jì)與測試進(jìn)行性能驗(yàn)證。

總體來說，本文的天線設(shè)計(jì)可遵循以下步驟：

(1) 選擇介質(zhì)基板，計(jì)算在目標(biāo)頻率下圓形貼片的初始尺寸Sr、饋電點(diǎn)位置Df，設(shè)置初始地平面尺寸Lg。在毫米波段為了避免交叉極化的惡化，可考慮采用較薄的基板；

(2) 保持(1)的參數(shù)不變，根據(jù)最優(yōu)區(qū)間設(shè)置T值；

(3) 保持T不變，等比例放大Sr與Lg與Lw，調(diào)整天線諧振至目標(biāo)頻率；

(4) 得到此時的天線邊沿阻抗，進(jìn)行饋電結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)與調(diào)諧。

經(jīng)過以上優(yōu)化后天線設(shè)計(jì)的尺寸如表1所示。

天線制作實(shí)物如圖6所示。天線的尺寸為1.78*1.49λ2，測試采用西南微波的連接器，其型號為1092-03A-5。天線的S11性能由是德科技的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測得，型號為N5247A，輻射方向圖、輻射效率與增益通過Satimo系統(tǒng)測得。

圖6 增益增強(qiáng)微帶天線的實(shí)物圖Fig.6 Photograph of the gain enhanced microstrip antenna

天線的仿真與實(shí)測S11參數(shù)隨頻率的變化曲線如圖7所示。

圖7 實(shí)測與仿真S11以及制作實(shí)物圖Fig.7 Simulated and measured S11 and photograph of the fabricated prototype

實(shí)測的天線諧振頻率為26.64 GHz，對應(yīng)的S11為-24dB，回波性能良好。仿真與實(shí)測的諧振頻率相差值為360 MHz，相對誤差約為1.33%，該差異主要由制作加工和測量誤差引起。天線實(shí)測的10 dB阻抗帶寬為540 MHz，相對帶寬為2%，具有良好的頻率選擇性。

天線的實(shí)測輻射效率與最大增益如圖8所示。實(shí)測天線在26.60 GHz達(dá)到最大的增益與輻射效率，分別為11.22 dB和84%。天線引入短路探針會帶來一些效率損耗，但由于使用的介質(zhì)基板較薄，該部分損耗占比較小。對比傳統(tǒng)不加載短路探針的微帶天線，其增益為5-8 dBi，本設(shè)計(jì)的最高增益相比提高了3.2 dB以上，驗(yàn)證了本設(shè)計(jì)的增益增強(qiáng)效果。

圖8 實(shí)測增益與輻射效率隨頻率變化曲線Fig.8 Measured peak gains and radiation efficiencies versus frequency

天線的實(shí)測與仿真輻射方向圖如圖9所示。由圖可見，由于成對引入短路探針使得貼片的表面電流分布對稱，因此帶短路探針的微帶天線的交叉極化基本被抑制在-15 dBi以下，在XOZ平面和YOZ平面的輻射波束寬度并壓縮至36和33度。

圖9 仿真與實(shí)測XoZ和YoZ平面的輻射方向圖Fig.9 Simulated and measured radiation patterns in XoZ and YoZ planes

3 結(jié)語

本文提出了一種新型毫米波段高增益微帶天線。通過引入周期性的短路探針，使得天線的諧振頻率升高，從而在同樣的頻率下得到更大的天線尺寸及輻射面積；同時，短路探針的電流吸引效應(yīng)對微帶天線的表面電流產(chǎn)生擾動，使更強(qiáng)的電流集中在天線表面的中心區(qū)域，從而在遠(yuǎn)場產(chǎn)生更集中的波束，進(jìn)一步加強(qiáng)方向性。另一方面，考慮到工藝和連接性能，本文對天線的饋電方式做了改進(jìn)，采用嵌套加過渡線的方法，改善了天線的回波性能。本文針對提出的新型天線構(gòu)建了等效電路模型，進(jìn)行了原理分析，并找到了天線的設(shè)計(jì)方法。進(jìn)一步地，設(shè)計(jì)并實(shí)測了一款工作在26.64 GHz的增益增強(qiáng)微帶天線，其實(shí)測增益比傳統(tǒng)微帶天線高3.2 dB，XoZ和YoZ面的半功率波瓣也得到有效壓縮。本文提出的新型天線具有高增益、低剖面、易集成、結(jié)構(gòu)簡單等特點(diǎn)，可應(yīng)用于毫米波無線傳能系統(tǒng)中，大幅擴(kuò)展發(fā)射天線陣列/整流天線的等效接收面積。