羅宗鑫，陳 強(qiáng)，薛開昶

(貴州航天林泉電機(jī)有限公司 國(guó)家精密微特電機(jī)工程技術(shù)研究中心， 貴陽 550081)

0 引 言

傳統(tǒng)航空28 V低壓直流供電系統(tǒng)的功率通常小于12 kW，已不能滿足飛行器的多電、全電化發(fā)展需求，270 V高壓直流供電系統(tǒng)已成為大功率多電、全電飛行器的重要發(fā)展方向[1-2]。起動(dòng)發(fā)電機(jī)電動(dòng)狀態(tài)下可將航空發(fā)動(dòng)機(jī)由靜止拖動(dòng)到點(diǎn)火轉(zhuǎn)速實(shí)現(xiàn)發(fā)動(dòng)機(jī)的起動(dòng)，發(fā)電狀態(tài)下可將發(fā)動(dòng)機(jī)提供的機(jī)械能轉(zhuǎn)化為電能實(shí)現(xiàn)機(jī)載設(shè)備的供電，是飛行器供電系統(tǒng)的重要組成部分。相對(duì)于開關(guān)磁阻電機(jī)[3-4]和三級(jí)式電機(jī)[5-6]，永磁同步電機(jī)在效率和功率密度方面優(yōu)勢(shì)顯著[7]，已成為無人飛行器的主流起動(dòng)發(fā)動(dòng)機(jī)形式。

飛行器通常采用渦輪發(fā)動(dòng)機(jī)，并使其工作于較高轉(zhuǎn)速來滿足嚴(yán)格的重量要求。高速有利于降低起動(dòng)發(fā)電機(jī)的重量。但是，高速也使起動(dòng)發(fā)電機(jī)的電感量偏低和電頻率偏高，使起動(dòng)發(fā)電機(jī)控制器的設(shè)計(jì)難度增加。因此，本文針對(duì)航空用起動(dòng)發(fā)電機(jī)控制的難點(diǎn)，以18000 r/min、30 kW起動(dòng)發(fā)電機(jī)供電系統(tǒng)為背景，對(duì)控制技術(shù)進(jìn)行相應(yīng)的闡述。

1 永磁同步起動(dòng)發(fā)電機(jī)供電系統(tǒng)

永磁同步起動(dòng)發(fā)電機(jī)供電系統(tǒng)包括永磁同步電機(jī)和起動(dòng)發(fā)電機(jī)控制器，系統(tǒng)框圖如圖1所示。永磁同步電機(jī)的三相電感為L(zhǎng)a、Lb和Lc，三相電感為Ra、Rb和Rc。控制器采用三相全控全橋拓?fù)?，電容C用于實(shí)現(xiàn)母線濾波?？刂破骶哂杏来磐诫姍C(jī)起動(dòng)控制和發(fā)電控制兩種功能。起動(dòng)狀態(tài)時(shí)，開關(guān)S置于1端，直流電源Ei給控制器提供母線電壓Vdc，控制器將直流電逆變?yōu)樽冾l交流電來驅(qū)動(dòng)永磁電機(jī)，將發(fā)動(dòng)機(jī)由靜止拖動(dòng)到點(diǎn)火轉(zhuǎn)速，此時(shí)，永磁電機(jī)工作于電動(dòng)模式，能量由控制器流向永磁電機(jī)。發(fā)電狀態(tài)時(shí)，開關(guān)S置于2端，發(fā)動(dòng)機(jī)帶動(dòng)永磁電機(jī)輸出的三相變頻交流，控制器將變頻交流整流為穩(wěn)定直流Vdc來為負(fù)載Ro供電，此時(shí)，永磁電機(jī)工作于發(fā)電模式，能量由永磁電機(jī)流向控制器。為滿足起動(dòng)和發(fā)電兩種狀態(tài)需要，控制器需要具有能量雙向流動(dòng)的控制功能。

圖1 永磁同步電機(jī)起發(fā)系統(tǒng)框圖

2 數(shù)字控制策略研究

2.1 起動(dòng)控制策略

對(duì)于起動(dòng)控制，起動(dòng)特性需要結(jié)合發(fā)動(dòng)機(jī)的阻力特性來定。圖2(a)所示為渦扇發(fā)動(dòng)機(jī)的阻力-轉(zhuǎn)速簡(jiǎn)化表征曲線，在發(fā)動(dòng)機(jī)點(diǎn)火轉(zhuǎn)速n1之前，其阻力矩包括固定基值A(chǔ)和與轉(zhuǎn)速二次方成正比的Bn2分量；在點(diǎn)火轉(zhuǎn)速n1之后，阻力矩近似線性下降，最終由阻力矩變?yōu)閯?dòng)力矩，n2為略高于發(fā)動(dòng)機(jī)產(chǎn)生動(dòng)力矩的轉(zhuǎn)速。由于起動(dòng)過程對(duì)時(shí)間不是特別敏感，故可采用圖2(b)所示方式進(jìn)行控制，在轉(zhuǎn)速低于n1時(shí)，采用恒轉(zhuǎn)矩控制；在轉(zhuǎn)速為n1～n2時(shí)，可采用恒功率控制，實(shí)現(xiàn)發(fā)動(dòng)機(jī)的助力。在0～n2區(qū)域均需要使電機(jī)輸出動(dòng)力矩大于發(fā)動(dòng)機(jī)的阻力矩來保證發(fā)動(dòng)機(jī)實(shí)現(xiàn)加速運(yùn)行?？刂破鞯墓β?轉(zhuǎn)速曲線如圖2(c)所示，功率先線性增加，然后恒定。對(duì)應(yīng)的相電流-轉(zhuǎn)速曲線如圖2(d)所示，電流先保持恒定，然后減小。

圖2 起動(dòng)控制特性分析

圖3 起動(dòng)控制器原理

(1)

P=πn1T/30

(2)

其中，P為功率，單位為W；n1為發(fā)動(dòng)機(jī)點(diǎn)火轉(zhuǎn)速，單位為r/min。

(3)

其中，n為電機(jī)的轉(zhuǎn)速，n1

由于高速電機(jī)繞組匝數(shù)少，電機(jī)的自身電感量較低，為了限制上電狀態(tài)出現(xiàn)功率管過流，需要采取兩方面的措施來防止功率管過流：①優(yōu)化電流環(huán)PI的參數(shù)，在保證環(huán)路穩(wěn)定的條件下盡可能增加電流內(nèi)環(huán)的響應(yīng)速度；②對(duì)電流環(huán)d軸和q軸的輸出進(jìn)行限制，使其在起動(dòng)時(shí)由0緩慢上升，實(shí)現(xiàn)上電軟起。

2.2 發(fā)電穩(wěn)壓控制策略

圖4(b)中，在q軸電流外環(huán)添加了反電勢(shì)Eq補(bǔ)償來抑制PWM整流啟動(dòng)瞬態(tài)的三相電流沖擊。由于高速電機(jī)自身電感較小，只有保證作用在電感上的壓差較小才能保證不形成較大的沖擊電流，由二極管自然整流狀態(tài)成功切換到PWM整流狀態(tài)。反電勢(shì)Eq補(bǔ)償項(xiàng)與轉(zhuǎn)速成正比，可以通過式(4)時(shí)行計(jì)算。

圖4 PWM整流控制器原理

(4)

其中，反電勢(shì)補(bǔ)償項(xiàng)Eq單位為V；ke為電機(jī)的反電勢(shì)常數(shù)，單位為V/(rad/s)。

3 程序設(shè)計(jì)

3.1 程序流程設(shè)計(jì)

采用DSP芯片TMS320F28335作為主控芯片，控制程序由主程序和中斷服務(wù)子程序構(gòu)成。其中主程序主要實(shí)現(xiàn)對(duì)外設(shè)模塊初始化、ePWM模塊故障聯(lián)防以及控制外補(bǔ)D/A信號(hào)輸出，程序流程圖如圖5(a)所示；中斷服務(wù)子程序主要實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)采集、起動(dòng)和發(fā)電控制，程序流程如圖5(b)所示。

圖5 控制程序流程圖

主程序中，初始化ePWM主要對(duì)時(shí)基、計(jì)數(shù)比較、死區(qū)設(shè)置、錯(cuò)誤聯(lián)防、事件觸發(fā)等模塊進(jìn)行配置，其中通過配置時(shí)基模塊使輸出PWM頻率為18 kHz；通過錯(cuò)誤聯(lián)防模塊對(duì)主電路功率管進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)，當(dāng)其中一只功率管出現(xiàn)過流或短路，錯(cuò)誤聯(lián)防會(huì)強(qiáng)制拉低所有PWM輸出，將所有功率管全部關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)故障聯(lián)防功能；通過ePWM模塊觸發(fā)中斷和觸發(fā)A/D采樣，程序以18 kHz的頻率執(zhí)行中斷服務(wù)子程序，同時(shí)以18 kHz頻率觸發(fā)A/D模塊對(duì)三相電流進(jìn)行采樣，從而保證每個(gè)中斷周期三相電流數(shù)據(jù)都得到更新。由于三相電流、角度等信號(hào)難以用示波器直接觀測(cè)，所以借助外補(bǔ)D/A模塊將數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)，供示波器進(jìn)行觀測(cè)。

中斷服務(wù)子程序主要根據(jù)圖3、圖4所示原理分別對(duì)先恒轉(zhuǎn)矩后恒功率起動(dòng)、自然整流、PWM整流穩(wěn)壓發(fā)電三個(gè)模式進(jìn)行控制。轉(zhuǎn)速由低至高分別為起動(dòng)模式、自然整流模式和發(fā)電模式。自然整流時(shí)，控制器中功率管全部關(guān)斷，利用功率管反向并聯(lián)二極管構(gòu)成的不控整流橋即可實(shí)現(xiàn)自然整流。

3.2 相位補(bǔ)償時(shí)序設(shè)計(jì)

電機(jī)工作于高速，電機(jī)電頻率較高，此時(shí)開關(guān)頻率與電機(jī)電頻率的比不是太大，A/D采樣和數(shù)據(jù)處理的時(shí)間均會(huì)帶來不可忽略的相位誤差，對(duì)控制造成影響，因此，需要采取相應(yīng)的相位補(bǔ)償措施。

結(jié)合圖6對(duì)相位補(bǔ)償?shù)脑磉M(jìn)行說明。圖6(a)為ePWM模塊的計(jì)數(shù)器，一個(gè)計(jì)數(shù)周期與功率管的開關(guān)周期Ts相對(duì)應(yīng)；圖6(b)為A/D采樣時(shí)序，在計(jì)數(shù)值為最大值時(shí)開啟A/D采樣，避免A/D采樣時(shí)刻的隨機(jī)性，設(shè)此時(shí)對(duì)應(yīng)的相位角為θ1；圖6(c)為主中斷開啟和旋變信號(hào)讀取時(shí)時(shí)刻，設(shè)由旋變讀出的角度為θ；圖6(d)為SVPWM響應(yīng)的時(shí)序，通過程序控制使其在下一周計(jì)數(shù)值為0時(shí)再加載計(jì)算結(jié)果，避免SVPWM響應(yīng)的隨機(jī)性，設(shè)此時(shí)對(duì)應(yīng)的相位角為θ2。

圖6 相位補(bǔ)償原理

為了補(bǔ)償A/D采樣的相位誤差，需要按式(5)計(jì)算θ1。并將θ1代入park變換中。為了補(bǔ)償SVPWM響應(yīng)的相位誤差，需要按式(6)計(jì)算θ2。并將θ2代入反park變換中。

θ1=θ-0.5ωTs

(5)

式中，ω為電機(jī)的電角頻率，單位為rad/s；Ts為開關(guān)周期，單位為s；角度θ1和θ的單位為rad。

θ2=θ+ωTs

(6)

4 參數(shù)整定

4.1 電流環(huán)PI參數(shù)整定原理

由于電機(jī)的電感量低，功率管開始動(dòng)作瞬態(tài)的電流沖擊和穩(wěn)態(tài)三相電流的正弦度均主要由電流環(huán)PI輸出的動(dòng)態(tài)特性決定，電流環(huán)PI整定對(duì)于本系統(tǒng)尤為重要。本設(shè)計(jì)中起動(dòng)和發(fā)電兩個(gè)狀態(tài)共用同一組PI參數(shù)，由于采用表貼電機(jī)，q軸與d軸電感近似相等，故q軸與d軸PI參數(shù)也相同。

以下將對(duì)q軸電流環(huán)PI參數(shù)整定原理進(jìn)行分析，電流環(huán)模型如圖7所示[8]。圖中，kp和ki分別表示PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，KPWM為功率電路的增益系數(shù)，1/(1.5Tss+1)表示功率電路及計(jì)算程序造成的延時(shí)，R和L分別表示圖1中電機(jī)的相電阻和相電感，R=Ra=Rb=Rc，L=La=Lb=Lc?？墒筆I調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)與功率電路極點(diǎn)相抵銷，將系統(tǒng)校正為典型二階系統(tǒng)。PI調(diào)節(jié)器可改寫為式(7)所示形式。

圖7 電流環(huán)模型

(7)

令Ts/kis+1=1+(L/R)s，可得

ki=RTs/L

(8)

將式(8)所示ki代入圖7所示系統(tǒng)，可得電流內(nèi)環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)為

(9)

kp=L/(3Ts)

(10)

電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為

Hci(s)=1/[1+3Tss·(1.5Tss+1)]≈1/(1+3Tss)

(11)

參數(shù)整定后的開環(huán)和閉環(huán)Bode圖如圖8所示，由圖8(a)可知，電流穿越頻率為開關(guān)頻率的1/20。

圖8 電流環(huán)Bode圖

4.2 電壓環(huán)PI整定原理

電壓環(huán)模型如圖9所示[8]。圖中，kvp和kvi分別表示PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，m表示調(diào)制系數(shù)，cosθ表示功率因數(shù)角，C表示母線濾波電容。

圖9 電壓環(huán)模型

因?yàn)殡妷涵h(huán)慢于電流環(huán)，在電壓環(huán)頻率范圍內(nèi)電流閉環(huán)可認(rèn)為等于常數(shù)1，即Hci(s)=1；同時(shí)，因?yàn)檎{(diào)制系數(shù)m<1，|cosθ|<1，0.75m cosθ可采用0.75代替。簡(jiǎn)化后的電壓環(huán)開環(huán)Bode圖如圖10所示。

圖10 電壓環(huán)開環(huán)Bode圖

由圖10可知，電壓環(huán)的穿越角頻率為0.75kvp/C，令電壓環(huán)穿越角頻率為電流環(huán)穿越角頻率的1/20，則有

kvp=fsC/45

(12)

可取kvifs為穿越角頻率的1/3來保證低頻段的高增益，也保證在穿越頻率留有一定的相位裕量，則有

kvi=1/180

(13)

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5.1 起動(dòng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

起動(dòng)過程中，通過外部測(cè)試臺(tái)給電機(jī)施加阻力矩，測(cè)得電機(jī)起動(dòng)特性曲線如圖11所示。由圖11(a)可知，電機(jī)實(shí)際輸出力矩與理想設(shè)定力矩保持一致，其中轉(zhuǎn)速在0～3500 r/min為恒轉(zhuǎn)矩起動(dòng)，電機(jī)輸出力矩平均值為62 Nm。由圖11(b)可知，當(dāng)轉(zhuǎn)速在3500～7100 r/min之間為恒功率起動(dòng)，此時(shí)電機(jī)輸出平均功率為25 kW；恒轉(zhuǎn)矩段相電流基本為定值，恒功率段相電流近似線性下降。

圖11 起動(dòng)特性曲線圖

5.2 發(fā)電實(shí)驗(yàn)結(jié)果

發(fā)電控制時(shí)，由測(cè)試臺(tái)拖動(dòng)電機(jī)旋轉(zhuǎn)，在負(fù)載電阻Ro= 2.1 Ω時(shí)，輸出功率恒為32 kW情況下，分別對(duì)12000 r/min和18000 r/min兩個(gè)轉(zhuǎn)速對(duì)應(yīng)的發(fā)電狀態(tài)進(jìn)行測(cè)量。

通過示波器觀測(cè)D/A模塊輸出的兩相電流信號(hào)ia和ib波形如圖12所示，12000 r/min和18000 r/min下ia、ib頻率為600 Hz和900 Hz?？梢钥闯?，隨著電機(jī)輸出頻率的增加，其輸出電流波形正弦度有所下降，控制難度也越來越高。

圖12 ia和ib波形

通過示波器對(duì)輸出電壓進(jìn)行測(cè)量，圖13(a)和(b)中最高段為12000 r/mim和18000 r/min兩個(gè)轉(zhuǎn)速下PWM整流穩(wěn)態(tài)輸出電壓260 V，最低段對(duì)應(yīng)兩個(gè)轉(zhuǎn)速下自然整流電壓,為分別為130 V和190 V，圖中斜坡上升階段即為軟啟動(dòng)階段，PWM整流瞬態(tài)無電壓過沖。由圖13(c)和(d)可看出，隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速增加，直流母線紋波電壓峰峰值越來越高，控制難度越大。

圖13 直流母線電壓波形

6 結(jié) 語

(1)起動(dòng)控制采用在發(fā)動(dòng)機(jī)點(diǎn)火轉(zhuǎn)速以下恒轉(zhuǎn)矩控制，點(diǎn)火轉(zhuǎn)速以上恒功率控制策略；發(fā)電控制采用id=0的PWM整流控制策略；通過優(yōu)化電流環(huán)參數(shù)和添加軟起來抑制電壓和電流過沖。

(2)采用浮點(diǎn)型DSP來實(shí)現(xiàn)控制程序的單周期運(yùn)算，并通過相位補(bǔ)償?shù)姆椒▉硐魅蹼姍C(jī)工作頻率高帶來的負(fù)面影響。

(3)根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)二階典型控制系統(tǒng)來對(duì)電流內(nèi)環(huán)PI參數(shù)進(jìn)行整定，使其滿足低電感、高電頻率起動(dòng)發(fā)電機(jī)的應(yīng)用需求；基于整定的電流環(huán)PI參數(shù)，構(gòu)建電壓外環(huán)模型，對(duì)電壓外環(huán)PI參數(shù)進(jìn)行整定。

(4)實(shí)現(xiàn)結(jié)果表明：可實(shí)現(xiàn)先60 Nm恒轉(zhuǎn)矩，后22 kW恒功率控制的起動(dòng)；在12000～18000 r/min范圍內(nèi)260 V、32 kW的穩(wěn)壓輸出；所提出的起動(dòng)發(fā)電機(jī)控制策略有效可行。