李自成，孔慶堯，曾 麗

(武漢工程大學(xué) 電氣信息學(xué)院，武漢 430205)

0 引 言

無(wú)刷直流電機(jī)因其不可代替的技術(shù)優(yōu)勢(shì)，在工業(yè)制造業(yè)、工業(yè)自動(dòng)化系統(tǒng)中被廣泛應(yīng)用。無(wú)刷直流電機(jī)在運(yùn)行過(guò)程中存在換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，作為設(shè)備固有缺點(diǎn)，嚴(yán)重影響電機(jī)控制性能, 限制無(wú)刷直流電機(jī)在高精度場(chǎng)合中的運(yùn)用。因此，抑制無(wú)刷直流電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，提高其控制性能已成為國(guó)內(nèi)外研究的重點(diǎn)。

文獻(xiàn)[1]提出一種基于電流反饋分段式PWM控制策略，通過(guò)觀測(cè)線反電動(dòng)勢(shì)得到參考電流實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)的直接轉(zhuǎn)矩控制，但在應(yīng)用時(shí)對(duì)反電動(dòng)勢(shì)的精度要求較高。文獻(xiàn)[2]提出了一種電流滯環(huán)控制策略，在換相區(qū)間內(nèi)將未發(fā)生換相的相電流控制在給定閾值內(nèi)，從而穩(wěn)定非換相相電流。文獻(xiàn)[3]通過(guò)加入Buck變換器抑制換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，但是引入Buck變換器需要增加與其對(duì)應(yīng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，增加了應(yīng)用成本。文獻(xiàn)[4]提出一種基于模型預(yù)測(cè)控制的控制策略，在建立無(wú)刷直流電機(jī)數(shù)學(xué)模型的條件下，通過(guò)當(dāng)前時(shí)刻電流及轉(zhuǎn)速狀態(tài)來(lái)預(yù)測(cè)下一時(shí)刻開(kāi)通管道，能夠顯著抑制電機(jī)的換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[5]在電流預(yù)測(cè)控制策略上結(jié)合重疊換相法，令開(kāi)通相電流和關(guān)斷相電流的變化速率相等。但由于預(yù)測(cè)過(guò)程中開(kāi)關(guān)狀態(tài)繁多，導(dǎo)致整體算法計(jì)算量過(guò)大，在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)產(chǎn)生計(jì)算速度過(guò)慢無(wú)法有效控制電機(jī)的問(wèn)題。文獻(xiàn)[6]提出一種基于無(wú)模型預(yù)測(cè)控制的無(wú)刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制策略，采用“泛模型”和“控制功能”相結(jié)合的方法，通過(guò)預(yù)測(cè)未來(lái)時(shí)刻電流值作為控制器的輸出，從而抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。文獻(xiàn)[7-8]分別提出PWM-ON-PWM脈寬調(diào)制方式和改進(jìn)的PWM-ON脈寬調(diào)制方式，對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償控制，但此脈寬調(diào)制方式在應(yīng)用中開(kāi)關(guān)損耗較高。

本文設(shè)計(jì)了一種基于有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制策略，在不增加硬件的前提下達(dá)到對(duì)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制。傳統(tǒng)廣義預(yù)測(cè)控制需要對(duì)控制電機(jī)的所有開(kāi)關(guān)管狀態(tài)進(jìn)行預(yù)測(cè)計(jì)算并比較，本策略僅需對(duì)三種開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行預(yù)測(cè)計(jì)算并比較，相比傳統(tǒng)廣義預(yù)測(cè)控制計(jì)算量少，實(shí)際應(yīng)用中可行性更強(qiáng)。最后在Matlab/Simulink環(huán)境中搭建了電機(jī)仿真與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，與傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制方法進(jìn)行比較。

1 無(wú)刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)分析

1.1 無(wú)刷直流電機(jī)數(shù)學(xué)模型

傳統(tǒng)六開(kāi)關(guān)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下BLDCM等效電路如圖1所示。

圖1 無(wú)刷直流電機(jī)等效模型

由圖1得，BLDCM數(shù)學(xué)等效模型為

(1)

式中,ua、ub、uc為三相定子端電壓；un為電機(jī)中點(diǎn)電壓；R為繞組電阻；L為繞組電感；ea、eb、ec為三相定子繞組反電動(dòng)勢(shì)；ia、ib、ic為三相定子電流。其中，三相電流之間關(guān)系為

ia+ib+ic=0

(2)

電磁轉(zhuǎn)矩為

(3)

式中,ωm為機(jī)械角速度。

1.2 無(wú)刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

BLDCM在兩兩導(dǎo)通方式下，一個(gè)電周期內(nèi)每相導(dǎo)通240°，其中每相對(duì)應(yīng)的上下兩個(gè)管分別導(dǎo)通120°。在理想情況，三相繞組反電動(dòng)勢(shì)是標(biāo)準(zhǔn)120°電角度的平頂梯形波，最大值為E。

以A相為例，A相上下管開(kāi)通分別用A+、A-表示。在A+B-換A+C-中(以下均以此換相方式為例進(jìn)行說(shuō)明)，B相下管VT6關(guān)斷，電流經(jīng)過(guò)VD3續(xù)流，C相下管VT2開(kāi)通。三相電壓和反電動(dòng)勢(shì)的值為：

ua=Udc，ub=Udc，uc=0

(4)

ea=E，eb=-E，ec=-E

(5)

將式(4)、式(5)代入式(1)，忽略電機(jī)繞組電阻，整理得：

(6)

結(jié)合式(3)和式(6)得換相時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為

(7)

由式(7)可知，當(dāng)Udc-4E≠0時(shí)電機(jī)會(huì)產(chǎn)生換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

將式(5)代入式(3)，結(jié)合(2)得：

(8)

由式(8)可知，電機(jī)恒速運(yùn)行時(shí)，電磁轉(zhuǎn)矩和非換相相電流之間存在比例關(guān)系，所以轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的抑制問(wèn)題可以轉(zhuǎn)化為對(duì)非換相相電流的穩(wěn)定問(wèn)題。當(dāng)換相開(kāi)始時(shí)，由于電感存在，電流不能實(shí)現(xiàn)突變。在不同電流變化速率下，有圖2三種換相電流情況。

圖2 換相期間電流變化狀態(tài)

在換相過(guò)程中，電流變化率如式(6)所示，若Udc>4E，即電機(jī)運(yùn)行在低速狀態(tài)下時(shí)，非換相相A的相電流變化率為正，非換相相電流產(chǎn)生上升，如圖2(b)所示。若Udc<4E，即電機(jī)運(yùn)行在高速狀態(tài)下時(shí)，非換相相A的相電流變化律為負(fù)，非換相相電流會(huì)產(chǎn)生下降，如圖2(c)所示。以上兩種狀況均會(huì)導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)產(chǎn)生，通過(guò)控制開(kāi)通相電流和關(guān)斷相電流的變化速率令非換相相電流保持穩(wěn)定，如圖2(a)所示，才能有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

2 換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制策略

2.1 有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制

有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制是在預(yù)測(cè)控制基礎(chǔ)上發(fā)展得到的一種控制策略，通過(guò)對(duì)系統(tǒng)未來(lái)狀態(tài)的預(yù)測(cè)來(lái)決定輸入序列的離散算法。本文中有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制通過(guò)預(yù)測(cè)模型計(jì)算下一時(shí)刻的非換相相電流，在反饋校正后通過(guò)價(jià)值函數(shù)選擇三種導(dǎo)通狀態(tài)中的最優(yōu)狀態(tài)作為下一時(shí)刻開(kāi)關(guān)狀態(tài)。圖3為控制系統(tǒng)框圖。

圖3 基于有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制的系統(tǒng)框圖

(9)

2.2 建立預(yù)測(cè)模型

以A+B-換A+C-為例，即A相為非換相相，B相為關(guān)斷相，C相為開(kāi)通相。由式(1)得：

(10)

(11)

將式(2)代入式(10)得：

(12)

將式(11)與式(12)整理得：

(13)

(14)

電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中有六個(gè)換相過(guò)程，通過(guò)對(duì)六種換相過(guò)程整理分析得，非換相相的預(yù)測(cè)電流模型為：

(15)

式中,x為非換相相，y為關(guān)斷相，z為開(kāi)通相。由上式可得，非換相相電流在k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)電流大小與k時(shí)刻的電流值及三相繞組電壓相關(guān)，其中三相繞組電壓值與開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)相關(guān)。

2.3 開(kāi)關(guān)狀態(tài)分析

若Udc>4E，即電機(jī)運(yùn)行在低速狀態(tài)下。在A+B-換A+C-中，由上節(jié)分析可知，非換相相A的相電流變化率為正。若在換相階段插入A+開(kāi)關(guān)狀態(tài)，電流流通如圖4所示。

圖4 A+開(kāi)關(guān)狀態(tài)三相繞組導(dǎo)通情況

三相電壓和反電動(dòng)勢(shì)值為

ua=Udc，ub=Udc，uc=Udc

(16)

ea=E，eb=-E，ec=-E

(17)

代入式(1)，非換相相A的相電流變化率為

(18)

此時(shí)電流變化率為負(fù)，通過(guò)在換相階段適當(dāng)插入A+開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可以調(diào)節(jié)開(kāi)通相和關(guān)斷相在換相過(guò)程中的電流變化率，從而保持非換相相電流恒定，并有效抑制換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

若Udc<4E，即電機(jī)運(yùn)行在高速狀態(tài)下。換相過(guò)程中，非換相相A的相電流變化率為負(fù)。若在換相階段插入A+B-C-開(kāi)關(guān)狀態(tài)，電流流通如圖5所示。

圖5 A+B-C-開(kāi)關(guān)狀態(tài)三相繞組導(dǎo)通情況

三相電壓和反電動(dòng)勢(shì)值為

ua=Udc，ub=0，uc=0

(19)

ea=E，eb=-E，ec=-E

(20)

代入式(1)得，非換相相A的相電流變化率：

(21)

將式(1)整理可得線電壓表達(dá)式：

(22)

將uab與uca相減，得：

(23)

若處于換相過(guò)程中，式(23)整理得：

(24)

由此可得式(21)值為正，即電流變化率為正，通過(guò)在換相階段適當(dāng)插入A+B-C-開(kāi)關(guān)狀態(tài)，從而保持非換相相電流恒定。

因此，在有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制中，電機(jī)運(yùn)行的全范圍轉(zhuǎn)速內(nèi)，換相階段均可以通過(guò)預(yù)測(cè)控制選取A+、A+C-或A+B-C-三種開(kāi)關(guān)狀態(tài)中的一種來(lái)保持非換相相電流恒定，從而抑制換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

2.4 反饋校正

在電機(jī)運(yùn)行時(shí)，系統(tǒng)中的參數(shù)會(huì)產(chǎn)生變化，導(dǎo)致實(shí)際輸出與預(yù)測(cè)模型輸出之間產(chǎn)生誤差。因此在本策略中引入在線反饋校正，通過(guò)檢測(cè)實(shí)際輸出與預(yù)測(cè)模型輸出構(gòu)成誤差，在k時(shí)刻系統(tǒng)中非換相實(shí)際輸出電流與預(yù)測(cè)模型輸出電流的誤差為

(25)

將其用于對(duì)預(yù)測(cè)模型的反饋校正，從而減小甚至消除實(shí)際值與輸出值之間的差異，校正后輸出為

(26)

式中,n為誤差修正系數(shù)。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 系統(tǒng)仿真

在Matlab/Simulink環(huán)境中建立有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制系統(tǒng)仿真模型，表1為無(wú)刷直流電機(jī)參數(shù)。

表1 電機(jī)仿真參數(shù)

當(dāng)電機(jī)運(yùn)行轉(zhuǎn)速為100 r/min負(fù)載為0.8 Nm時(shí)，不同控制方案下電流及轉(zhuǎn)矩波形如圖6所示。采用傳統(tǒng)PI雙閉環(huán)控制時(shí)，換相過(guò)程中非換相相電流會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)，此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為平均轉(zhuǎn)矩的22.5%。采用有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制，開(kāi)通相電流的上升速率與關(guān)斷相電流的下降速率趨于相等，非換相相電流保持穩(wěn)定，此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為平均轉(zhuǎn)矩的8.8%。

圖6 100 r/min運(yùn)行速度下電流與轉(zhuǎn)矩仿真波形

當(dāng)電機(jī)運(yùn)行轉(zhuǎn)速為1500 r/min負(fù)載為0.8 Nm時(shí)，采用不同控制方案所得電流及轉(zhuǎn)矩波形如圖7所示。采用傳統(tǒng)PI控制時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為平均轉(zhuǎn)矩的29.3%，采用有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制為12.7%。

圖7 1500 r/min運(yùn)行速度下電流與轉(zhuǎn)矩仿真波形

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)選用Microchip公司的dsPIC30F6010芯片作為控制芯片，驅(qū)動(dòng)電路選用三菱IPM模塊PM30CSJ060。電機(jī)額定功率400 W，額定電流2 A，額定轉(zhuǎn)速3000 r/min，額定轉(zhuǎn)矩1.3 Nm，極對(duì)數(shù)為5對(duì)。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖8所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

為驗(yàn)證有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制對(duì)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)具有抑制效果，分別在低速、中高速和額定轉(zhuǎn)速下對(duì)電機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，轉(zhuǎn)速與仿真對(duì)應(yīng)依次為低速100 r/min和高速1500 r/min。

在低速段，電機(jī)轉(zhuǎn)速為100 r/min，轉(zhuǎn)矩為0.8 Nm時(shí)，采用不同控制策略得到的電流和轉(zhuǎn)矩波形如圖9、圖10所示。圖9中在換相階段有明顯的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，通過(guò)圖9(b)放大的電流波形可以看出，在換相階段開(kāi)通相和關(guān)斷相的電流變化速率不一致。采用有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制得到相電流及轉(zhuǎn)矩波形如圖10所示，轉(zhuǎn)矩波形相對(duì)平穩(wěn)，換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小。通過(guò)圖10(b)放大的電流波形可以看出，在換相階段非換相相電流更加平穩(wěn)。通過(guò)對(duì)比兩種控制策略，證明采用有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制可以在低速時(shí)有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

圖9 100 r/min時(shí)傳統(tǒng)PI控制電流、轉(zhuǎn)矩波形

圖10 750 r/min時(shí)有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制電流、轉(zhuǎn)矩波形

在高速段，電機(jī)轉(zhuǎn)速為1500 r/min，轉(zhuǎn)矩為0.8 Nm時(shí)，采用不同控制策略得到的電流和轉(zhuǎn)矩波形如圖11、圖12所示。傳統(tǒng)PI控制策略下相電流及轉(zhuǎn)矩波形如圖11所示，換相階段轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較大，非換相相電流波動(dòng)較大。采用有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制得到相電流及轉(zhuǎn)矩波形如圖12所示，轉(zhuǎn)矩波形相對(duì)平穩(wěn)，換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)較小。通過(guò)圖12(b)放大的電流波形可以看出，非換相相電流波動(dòng)較小，在高速時(shí)有效抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

圖11 1500 r/min時(shí)傳統(tǒng)PI控制電流、轉(zhuǎn)矩波形

圖12 1500 r/min時(shí)有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制電流、轉(zhuǎn)矩波形

4 結(jié) 語(yǔ)

針對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)在換相階段產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的問(wèn)題，提出一種有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制策略。通過(guò)分析換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)產(chǎn)生原因，建立無(wú)刷直流電機(jī)預(yù)測(cè)模型，并在此基礎(chǔ)上提出三種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，通過(guò)預(yù)測(cè)控制選擇其中最優(yōu)的一種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在換相階段使開(kāi)通相電流和關(guān)斷相電流變化速率相同，從而保證非換相相電流處于穩(wěn)定狀態(tài)，抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)產(chǎn)生。并且考慮到電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中其參數(shù)會(huì)發(fā)生變化，在此基礎(chǔ)上加入反饋校正，減小預(yù)測(cè)模型輸出和實(shí)際輸出之間誤差。仿真和實(shí)驗(yàn)表明：本文提出的有限狀態(tài)模型預(yù)測(cè)控制策略在電機(jī)不同轉(zhuǎn)速下對(duì)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)均能產(chǎn)生有效抑制，控制策略有效。