雍麒麟，蔣林，李彥志，左佳銘

（ 1.西南石油大學(xué)，電氣信息學(xué)院，四川 成都 610500；2.川慶鉆探井下作業(yè)公司，四川 成都 610051 ）

0 引言

感應(yīng)耦合無線電能傳輸技術(shù)(ICWPT)作為一種新型的非接觸電能傳輸技術(shù)[1]，具有高安全性與靈活性，在便攜式電子產(chǎn)品、電動(dòng)汽車、人體內(nèi)置電子設(shè)備、無人自動(dòng)化工業(yè)場(chǎng)景、以及石油鉆井等特殊環(huán)境下有廣闊的應(yīng)用前景。在無線電能傳輸系統(tǒng)中，信號(hào)的傳輸也極為重要，主要用于電路狀態(tài)信息反饋以及控制信號(hào)的傳遞等，感應(yīng)耦合無線信號(hào)與電能同步傳輸現(xiàn)已成為國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)[2]。

目前，2ASK是基于共享通道的無線電能與信號(hào)同步傳輸系統(tǒng)中的信號(hào)調(diào)制方法之一，它是利用載波幅值變化來傳遞數(shù)字信號(hào)，其頻率與初始相位保持不變，即數(shù)字“0”和“1”分別對(duì)應(yīng)不同幅值[3]。利用開關(guān)鍵控（OOK）的調(diào)制方法產(chǎn)生鍵控信號(hào)是2ASK最常見的實(shí)現(xiàn)方式，OOK方案結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、低成本、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)[4]。

文獻(xiàn)[5-7]通過增加信號(hào)調(diào)制電容的方式來實(shí)現(xiàn)2ASK調(diào)制，該方法人為地改變諧振補(bǔ)償工作狀態(tài)，對(duì)電能的傳輸存在干擾；文獻(xiàn)[8-9]通過控制逆變電路開關(guān)管的開通與關(guān)斷來調(diào)制信號(hào)，該方法逆變器只能在硬開關(guān)條件下工作，信號(hào)的傳輸速度也受到逆變電路工作頻率的限制。

本文提出一種使用待傳基帶信號(hào)控制整流器工作方式實(shí)現(xiàn)同步信號(hào)傳輸?shù)?ASK-OOK信號(hào)調(diào)制，該方法可實(shí)現(xiàn)無線電能傳輸，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)副邊電路狀態(tài)信息的采集與反向傳輸，它不會(huì)因?yàn)樾盘?hào)調(diào)制造成很大的能量損耗，且不會(huì)對(duì)電路元件帶來電流沖擊，為實(shí)現(xiàn)無線電能與信號(hào)同步傳輸提供了一種新思路。

1 ICWPT系統(tǒng)電能與信號(hào)反向傳輸機(jī)理

1.1 信號(hào)調(diào)制原理

幅移鍵控法（2ASK）利用數(shù)字信號(hào)控制信號(hào)載波幅值的大小，此時(shí)應(yīng)保證信號(hào)載波的頻率與初始相位不變，其原理框圖如圖1所示。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理為在信號(hào)調(diào)制時(shí)，電能接收端通過信號(hào)調(diào)制模塊斷開整流濾波模塊與接收線圈的連接，暫停整流作用，以改變次級(jí)回路總阻抗，從而改變線圈上的電壓幅值。

圖1 的去耦等效電路如圖2所示，利用反射阻抗法分析工作原理，對(duì)發(fā)射端與接收端回路列寫KVL方程：

其中，Z1=R11+jX11、Z2=R22+jX22分別是發(fā)射端、接收端電路的自阻抗。

可得：

令Zr=(ωM)2/Z2，Zr為接收端對(duì)發(fā)射端的反射阻抗，用Zr表征接收端對(duì)發(fā)射端的感應(yīng)電壓，可得系統(tǒng)等效電路如圖3所示。

由圖3可得出發(fā)射端電路的總阻抗：

其中，ω為ICWPT系統(tǒng)角頻率。如將接收端線圈L2當(dāng)成與jωL2相關(guān)的電壓源V2，則接收端總阻抗為：

將Z2代入Zr，可得發(fā)射端總阻抗Z1：

發(fā)射線圈電流：

由此可見，發(fā)射端線圈電流大小受接收端阻抗影響，保持系統(tǒng)諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)不變時(shí)，改變接收端阻抗可以使發(fā)射端線圈電流幅值受到影響。

通常，改變補(bǔ)償電容C2的值可以改變發(fā)射端線圈電流幅值，合理設(shè)計(jì)信號(hào)調(diào)制電容使接收端工作在諧振點(diǎn)附近，有較好的信號(hào)調(diào)制效果；第二種方法是在整流網(wǎng)絡(luò)與接收線圈之間增設(shè)開關(guān)裝置，通過暫時(shí)切斷整流的方式來改變總阻抗，但需要暫停整流，所以信號(hào)調(diào)制對(duì)電能傳輸性能有一定影響，且在信號(hào)調(diào)制期間，頻繁切換線圈與整流補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)間的電流斷開與導(dǎo)通狀態(tài)，在較大功率情況下，接收端電路易產(chǎn)生電流沖擊，部分功率轉(zhuǎn)換器件或因電流沖擊而損壞。為此，本文提出一種適用于較大功率ICWPT系統(tǒng)的OOK調(diào)制方法，如圖4所示。

控制器通過控制S3、S4這兩個(gè)MOSFET開關(guān)管，對(duì)整流電路進(jìn)行開關(guān)操作，在極短的時(shí)間內(nèi)切斷整流電路工作，使電能的發(fā)射端失去負(fù)載，發(fā)射線圈上的電壓幅值變，同時(shí)起緩沖作用的電容C4開始放電；當(dāng)整流電路再次工作時(shí)，電容C4開始充電，同時(shí)發(fā)射線圈上的電壓幅值增大，利用該操作使發(fā)射線圈上的電壓幅值先減小再增大，即可完成信號(hào)的調(diào)制。在較大功率傳輸情況下，由于加入了緩沖電容C4，負(fù)載端沒有部件需要承受大電流沖擊，可避免因信號(hào)調(diào)制而燒壞負(fù)載，同時(shí)，在信號(hào)調(diào)制期間，功率不被損耗。

在沒有調(diào)制期間，連接S3、S4的控制器兩個(gè)引腳輸出低電位，S3、S4處于開路狀態(tài)，當(dāng)電能接收線圈接收發(fā)射端傳來的電能后，在正半周期間，正電流經(jīng)過諧振電容C3、二極管D1輸出至負(fù)載，同時(shí)產(chǎn)生高電位流向開關(guān)管S2的柵極使其導(dǎo)通，接地電流由S2的接地端導(dǎo)出后流向接收線圈，形成完整的回路；在電流的負(fù)半周期間，電流從線圈相反的方向，電路以同樣的方式運(yùn)行形成完整的回路。

調(diào)制半波反饋信號(hào)期間，控制器的1、2引腳分別輸出高、低電位，使S3導(dǎo)通、S4開路，在電流的正半周期期間能構(gòu)成完整回路，負(fù)半周期間不能構(gòu)成完整回路，在這個(gè)整流周期內(nèi)，接受線圈僅接收正常供電一半的電量。

調(diào)制全波反饋信號(hào)期間，控制器的1、2引腳設(shè)為高電位，S3、S4開關(guān)管均導(dǎo)通，從而使S1、S2的柵極保持低電位，在接收線圈接收到發(fā)射線圈傳送的電能后，正負(fù)半周期間電流由接收線圈進(jìn)入均無法形成供電回路，此時(shí)的接收端處于無負(fù)載情況。由此可知，在調(diào)制全波反饋信號(hào)期間，線圈電壓幅值的變化十分明顯，信號(hào)調(diào)制效果較好。

另外，開關(guān)損耗方面，每個(gè)整流周期，電流只需通過D1、D2兩個(gè)二極管順向壓差的損耗，以及兩個(gè)S1、S2兩個(gè)N溝道MOSFET極低的導(dǎo)通電阻損耗，相比傳統(tǒng)由四個(gè)二極管構(gòu)成的整流電路降低了約一半的整流能量損耗。

1.2 信號(hào)特征提取與解調(diào)

信號(hào)解調(diào)的全過程如圖5所示。電壓包絡(luò)信號(hào)首先經(jīng)過電壓跟隨器和同相比例放大器，送入包絡(luò)檢波器，再經(jīng)過電壓比較器最后解調(diào)出基帶信號(hào)，從而達(dá)到信號(hào)傳輸?shù)哪康摹?/p>

包絡(luò)檢波是指將傳輸?shù)幕鶐盘?hào)從載波包絡(luò)中提取出來的過程，一般利用二極管檢波電路從調(diào)幅波中取出包絡(luò)線，從而達(dá)到解調(diào)的目的。檢波電路如圖6所示，利用二極管的單向?qū)щ娦砸约癛C電路充放電而工作。包絡(luò)檢波器的二極管在選型時(shí)應(yīng)充分考慮其是否能夠承受所要進(jìn)行檢波的載波頻率。

2 實(shí)驗(yàn)分析

搭建了基于ICWPT系統(tǒng)的信號(hào)與電能同步傳輸實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。由STM32產(chǎn)生控制信號(hào)，對(duì)可控整流電路進(jìn)行信號(hào)控制，在示波器（GDS-2304A）顯示電能波形與信號(hào)波形。所用穩(wěn)壓芯片為L(zhǎng)M317MDT-TR，逆變芯片為EG8010，電壓比較芯片為L(zhǎng)M393DR。

實(shí)驗(yàn)所用線圈為選用機(jī)械繞制的利茲線線圈，加以隔磁板固定線圈，線圈外徑d=0．206m，匝數(shù)為21匝，線圈L1和L2感量為322．5μH。發(fā)射端補(bǔ)償電容C1選取0．344μF，接收端補(bǔ)償電容C2選取0．747μF。

實(shí)驗(yàn)中，逆變器工作頻率85kHz時(shí)，輸入直流電壓U1為24V，負(fù)載兩端輸出電壓U2為29．69V，電能傳輸效率為83．1%。

圖7為信號(hào)調(diào)制階段實(shí)測(cè)得到的波形圖，基帶信號(hào)由“0”變?yōu)椤?”時(shí)，接收端停止整流，從而使接收端總阻抗變小。通道3為發(fā)射線圈電壓波形，信號(hào)傳輸時(shí)，經(jīng)反射阻抗變化后，發(fā)射線圈電壓變化范圍在13V～16V之間，數(shù)據(jù)“1”和“0”直接表現(xiàn)為電壓包絡(luò)的深淺變化。

圖8 為解調(diào)信號(hào)波形、檢波輸出信號(hào)以及線圈電壓波形，通道2為檢波器輸出信號(hào)，反映了信號(hào)的特征。由圖8中通道1的解調(diào)信號(hào)和通道3的發(fā)射線圈電壓波形可以看出，信號(hào)能準(zhǔn)確地從線圈具有包絡(luò)特征的電壓幅值上解調(diào)出來。

圖9 為待傳基帶信號(hào)與解調(diào)信號(hào)。由圖9可見包絡(luò)檢波器輸出經(jīng)比較器還原出的解調(diào)波形與電能接收端基帶信號(hào)能夠一一對(duì)應(yīng)，表明該信號(hào)傳輸方案有較好的準(zhǔn)確性。

由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，該方案在調(diào)制和解調(diào)過程達(dá)到了信號(hào)通信要求。

3 結(jié)語

針對(duì)感應(yīng)耦合無線電能傳輸（ICWPT）信號(hào)反向傳輸問題，提出了一種通過控制整流網(wǎng)絡(luò)工作狀態(tài)來實(shí)現(xiàn)2ASK信號(hào)調(diào)制的信號(hào)傳輸方法，通過切入切出整流作用，在電能發(fā)射端形成含有數(shù)據(jù)特征的電流包絡(luò)，檢測(cè)電流包絡(luò)狀特征并進(jìn)行信號(hào)復(fù)原。搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證了本方案的可行性，為ICWPT系統(tǒng)中信號(hào)反向傳輸提供了全新的思路。