盧建華，郝凱敏，楊文奇，李 飛，賈臨生

（1.海軍航空大學(xué)，山東煙臺264001；2.92283部隊，上海201900）

在固態(tài)變壓器[1]、三電平LLC 諧振變換器[2]、雙向全橋直流變換器[3]（Bidirectional-Full-Bridge DC-DC Converter，BDC）等開關(guān)電源中，常采用移相PWM 波作為驅(qū)動信號。BDC由于具有電氣隔離好、功率密度高、能量雙向流動等特點[4]，廣泛應(yīng)用于航空航天電源[5]、電動汽車、固態(tài)變壓器等領(lǐng)域。雙重移相控制[6]方式對于提高BDC 工作效率[7]有著重要意義，在航空電源方面有著較好的應(yīng)用前景。雙重移相控制方式下，BDC需要4組兩兩互補、占空比相同、相位不同的PWM波驅(qū)動，即4組兩兩互補的移相PWM波。

在BDC 數(shù)字化控制實現(xiàn)過程中，常常采用DSP（Digital Signal Processor）作為控制核心。TMS320-F2812（以下簡稱F2812）是TI 公司推出的32 位定點DSP 芯片[8]，具有處理速度快、處理精度高、性價比高等特點，常被應(yīng)用于通信[9]、工業(yè)自動化控制[10]等領(lǐng)域。F2812在一般工作方式下時，可以輸出相位相同、占空比可調(diào)的PWM波。通過合理地控制其內(nèi)部集成模塊，可以輸出多組移相PWM波[11]。

1 雙向全橋直流變換器及其驅(qū)動信號

BDC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。S1～S4組成原邊側(cè)的全橋電路；Q1～Q4組成副邊側(cè)的全橋電路。原、副邊全橋由高頻變壓器連接，變壓器匝數(shù)比為N ，C1、C2分別為輸入、輸出濾波電容，當(dāng)能量正向傳輸時，直流電壓源U1經(jīng)過原邊全橋、高頻變壓器、副邊全橋向負(fù)載R 供電[12]。

當(dāng)變換器工作在雙重移相控制方式[13]下時，原、副邊全橋同一橋臂上的2 個開關(guān)管交替導(dǎo)通。假設(shè)BDC工作周期為2Ths，當(dāng)能量正向傳輸時，S4（Q4）延遲于S1（Q1）時間為t1，Q1延遲于S1時間為t2。需要指出的是，為了防止同一橋臂上開關(guān)管同時導(dǎo)通造成短路，須在同一橋臂上的2 個開關(guān)管驅(qū)動信號之間設(shè)置死區(qū)時間。BDC 在雙重移相控制方式下的驅(qū)動信號如圖2 所示，可以看出，BDC 工作在雙重移相控制方式下時需要4組兩兩互補的移相PWM波。

圖1 BDC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 BDC topology

圖2 雙重移相控制方式下驅(qū)動信號Fig.2 Drive signal in dual-phase-shift control

2 DSP生成帶死區(qū)控制的移相PWM

在F2812 內(nèi)部集成了事件管理器（Event Manager，EV）模塊、通用輸入/輸出多路復(fù)用器（GPIO）模塊、以及模數(shù)轉(zhuǎn)化（ADC）模塊等[14]。其中EV模塊主要用于邏輯判斷及數(shù)據(jù)處理；GPIO模塊主要用于PWM輸出或數(shù)字信號采集；ADC 模塊主要用于模擬信號采集。F2812 輸出PWM 波的性能參數(shù)主要由EV 模塊設(shè)定。

F2812 的EV 模塊由EVA、EVB 2 個子模塊組成，兩者具有相同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和功能。以EVA為例，其內(nèi)部具有2個通用定時器，3個全比較單元。每個通用定時器可以產(chǎn)生1路獨立的PWM波，每個全比較單元可以產(chǎn)生2 路帶有死區(qū)控制的互補PWM[15]。利用EVA模塊的全比較單元1（輸出PWM1，PWM2）、全比較單元2（輸出PWM3，PWM4）以及EVB 模塊的全比較單元4（輸出PWM7，PWM8）、全比較單元5（輸出PWM9，PWM10），可以產(chǎn)生4組兩兩互補且?guī)绤^(qū)控制的PWM波。

2.1 帶死區(qū)控制PWM波的實現(xiàn)

為了防止同一橋臂上2 個開關(guān)管同時導(dǎo)通[16]，設(shè)置死區(qū)時間為BDC的半個工作周期Ths的2%，F(xiàn)2812中死區(qū)時間的公式為：

式（1）中：m 為死區(qū)定時周期寄存器的值；p 為死區(qū)定時器預(yù)定標(biāo)因子；tHSPCLK為高速時鐘HSPCLK 的時鐘周期，高速時鐘頻率一般取75 MHz。

假設(shè)BDC 中的開關(guān)頻率為10 MHz ，周期為100 μs ，F(xiàn)2812 計數(shù)器在連續(xù)增/減模式下時，輸出PWM的頻率為：

式（2）中：TCLK 為定時器時鐘脈沖，其值一般取37.5；T1PR 為通用定時器T1 的周期存儲器[17]，根據(jù)式（2）得出，T1PR 取1 876。

死區(qū)時間設(shè)置為2 μs，則死區(qū)定時周期寄存器m取10，死區(qū)定時器預(yù)定標(biāo)因子p 取4。

2.2 移相PWM波的實現(xiàn)

F2812 計數(shù)器工作在連續(xù)增/減模式下時，輸出PWM 波的原理如圖3 所示。CMPR 為比較寄存器的值，當(dāng)計數(shù)器與比較寄存器的值相等時，F(xiàn)2812的輸出電平跳變。因此，改變比較寄存器CMPR 的值，可以輸出占空比可調(diào)、相位固定的PWM波。

圖3 F2812輸出PWM波原理圖Fig.3 Schematic diagram of F2812 output PWM

為生成移相PWM波，可以在比較匹配、周期匹配或下溢匹配事件發(fā)生時，進入相應(yīng)的中斷子程序，通過改變比較寄存器的值來實現(xiàn)。通過改變比較寄存器的值輸出移相PWM波示意圖如圖4所示。

圖4 生成移相PWM波示意圖Fig.4 Schematic diagram of generating phase-shifted PWM

根據(jù)生成移相PWM波原理可知，PWM波的移相時間Δtn為：

式（3）中：Δtn為移相PWM 延遲于PWM1 時間；CMPRx、CMPRx′分別為全比較單元x（x 取1，2，4，5）中增計數(shù)、減計數(shù)時的比較值。

根據(jù)F2812在連續(xù)增/減模式下的工作特點，可以確定2種產(chǎn)生移相PWM的方案：

第1 種方案為當(dāng)比較匹配事件發(fā)生時，進入比較中斷服務(wù)子程序，賦予CMPRx=T1PR-CMPRx，這樣1 個周期內(nèi)只需調(diào)用1 種中斷子程序便可以2 次改變CMPR的值，此方案需將比較寄存器CMPRx 值的更新時機設(shè)置為周期匹配或下溢匹配時[18]；第2 種方案為當(dāng)周期匹配事件發(fā)生時，給比較寄存器賦值，使CMPRx=CMPRx′，下溢匹配事件發(fā)生時，再次給比較寄存器賦值，使CMPRx=T1PR-CMPRx，這樣1 個周期內(nèi)需2 次調(diào)用中斷服務(wù)子程序[19]，此方案需將比較寄存器CMPRx 值的更新時機設(shè)置為“寄存器值一旦改變，則立即載入相應(yīng)寄存器”。2種方案流程圖如圖5所示。

對比2種方案可以發(fā)現(xiàn)，采用第1種方案時，主程序只需進入1 次中斷服務(wù)子程序，而第2 種方案需要主程序2 次進入中斷服務(wù)子程序。因此，第1 種方案更為簡單可靠。

3 測試結(jié)果

為驗證所提出方法的可行性，利用示波器讀取F2812輸出波形。圖6所示為同一全比較單元輸出的2路互補PWM波。從圖中可以看出，同一個全比較單元輸出的PWM 極性相反，死區(qū)時間為2 μs，頻率為10 kHz。

圖6 帶有死區(qū)控制的PWM波Fig.6 PWM with dead time

對生成移相PWM波的2種方案進行驗證，可以得到同樣的波形。圖7 所示為不同全比較單元輸出的PWM，從圖中可以看出，2個通道的PWM波占空比一樣，但通道2的PWM波延遲于通道1的PWM波。

圖7 移相PWM波Fig.7 Phase-shifted PWM

4 結(jié)束語

本文對雙重移相控制方式下的BDC 驅(qū)動信號進行分析，采用F2812 型DSP 處理器實現(xiàn)了PWM 波的死區(qū)控制，并分析了2種生成移相PWM 波的方法，最后對所提出的方法進行了測試，效果良好，對于BDC閉環(huán)系統(tǒng)及其他移相控制開關(guān)電源系統(tǒng)的構(gòu)建具有重要意義。