段宛宜, 王 輝

(三峽大學(xué) 新能源微電網(wǎng)湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心,湖北 宜昌 443002)

0 引 言

近年來,隨著化石能源的短缺及其對環(huán)境的影響,光伏、風(fēng)能和燃料電池等新型可再生能源得到廣泛的關(guān)注和研究[1-2]。目前,由于成本的不斷降低和技術(shù)的進(jìn)步,光伏能源已成為可再生能源的重要技術(shù)之一[3]。據(jù)國家能源局?jǐn)?shù)據(jù)統(tǒng)計,2018年我國光伏能源新增裝機(jī)34.5 GW,預(yù)計到2050年,我國總裝機(jī)容量將會達(dá)到180 GW[4]。

根據(jù)光伏發(fā)電并網(wǎng)能量轉(zhuǎn)換級數(shù)的劃分,可分為單級式并網(wǎng)系統(tǒng)、兩級式并網(wǎng)系統(tǒng)和多級式并網(wǎng)系統(tǒng)[5]。單級式系統(tǒng)僅通過一個逆變器進(jìn)行升壓和能量轉(zhuǎn)換,結(jié)構(gòu)簡單,但增加了控制的復(fù)雜度。兩級式系統(tǒng)利用前級DC/DC變換器進(jìn)行升壓,后級實現(xiàn)逆變,簡化了控制策略設(shè)計。多級式系統(tǒng)在兩級式系統(tǒng)上增加了高頻變壓器,由于光伏發(fā)電輸出的電能要經(jīng)過3次能量變換才能并入電網(wǎng),電能轉(zhuǎn)換效率大大降低,系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜。本文以目前發(fā)展前景較好的光伏發(fā)電兩級式并網(wǎng)結(jié)構(gòu)為背景展開研究,兩級式并網(wǎng)系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)包括用于將PV輸出電能提升至400 V直流母線電壓等級的DC/DC變換器和用于向負(fù)載輸送電能的逆變器。由于光伏電池模塊輸出端的電壓較低,為把直流電壓抬升至一定的電壓等級,研究高增益DC/DC變換器尤為重要[6-7]。

傳統(tǒng)的升壓變換器多采用簡單的直流升壓電路(Boost)[8]、反激、雙有源橋式(DAB)等結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)boost變換器通過高占空比來提高電壓增益,隨著增益的提高,開關(guān)損耗也會增加,從而導(dǎo)致變換器效率降低[9]。基于開關(guān)諧振電容的DC/DC變換器[10-11]通過諧振模塊的串并聯(lián)實現(xiàn)高升壓,電容使用數(shù)量多,導(dǎo)致器件損耗提升,降低變換器工作效率[12-13]。雙有源橋式變換器結(jié)構(gòu)簡單且對稱,可實現(xiàn)軟開關(guān)技術(shù),但該變換器靈活度不足,當(dāng)負(fù)載跳變或輸入輸出不匹配時,開關(guān)器件會產(chǎn)生較高的傳導(dǎo)損耗,且開關(guān)器件電流應(yīng)力較高[14-15]。

本文提出一種boost級聯(lián)式高增益DC/DC變換器,采用占空比二次型提高輸入輸出增益,適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)中升壓部分,將輸出端的電壓提升到所要求的范圍。變換器結(jié)構(gòu)簡單,兩開關(guān)同時導(dǎo)通,簡化了控制和驅(qū)動策略,節(jié)約了系統(tǒng)成本。

1 工作原理

兩級式并網(wǎng)系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。本文所提的一種Boost級聯(lián)式高增益DC/DC變換器如圖2所示。為了方便對電路進(jìn)行分析,做出以下理想狀態(tài)的假設(shè):①所有電感為理想器件,電感電流iL1、iL2、iL3均為連續(xù)電流;②所有電容為理想器件,忽略電容電壓紋波;③忽略其他器件寄生參數(shù)的影響;④開關(guān)管S1、S2同時導(dǎo)通;⑤為保證電感電流iL2、iL3相等,二極管VD2、VD3和電感L2、L3選型應(yīng)一致。變換器主要工作波形圖如圖3所示。該變換器工作在兩種模態(tài)下,以占空比為0.6為例。兩種工作模態(tài)下的等效電路如圖4所示。

模態(tài)1:如圖4(a)所示,有源開關(guān)S1、S2同時導(dǎo)通,輸入電源通過開關(guān)S1向電感L1充電,通過電容C1給電容C2充電,電容C1放電,同時通過二極管VD2、VD3給電感L2、L3充電,電容C0給負(fù)載充電,二極管VD1、VD4關(guān)斷。

模態(tài)2:如圖4(b)所示,電感L1通過二極管VD1給電容C1充電,電感L2、L3和電容C2同時通過二極管VD1、VD4給電容C0和負(fù)載充電,二極管VD2、VD3關(guān)斷。

2 性能分析

對一種Boost級聯(lián)式高增益DC/DC變換器在兩種模態(tài)下的工作性能進(jìn)行分析。

2.1 輸入輸出增益M

根據(jù)電感L1的充放電回路,對電感L1列伏秒平衡關(guān)系式:

uinD-uC1(1-D)=0

(1)

可得電容C1電壓:

(2)

同理,對電感L2、L3列伏秒平衡關(guān)系式:

(3)

由開關(guān)模態(tài)1可得

uC2=uC1+uin

(4)

聯(lián)立式(4)和(5)可得電容C2電壓:

(5)

由此可得電壓增益:

(6)

由以上分析可以看出,該變換器通過占空比二次型可實現(xiàn)高電壓增益。

2.2 開關(guān)器件的電壓應(yīng)力

根據(jù)變換器的工作原理,可得二極管VD1、VD2、VD3、VD4的電壓應(yīng)力為

(7)

(8)

(9)

同理可得有源開關(guān)S1、S2電壓應(yīng)力:

(10)

(11)

由上式可知,開關(guān)S1的電壓應(yīng)力與二極管VD4的電壓應(yīng)力相等,為輸入電壓與電容C1兩端電壓之和,開關(guān)S2的電壓應(yīng)力為輸出電壓。

2.3 器件電流應(yīng)力

為簡化計算過程,電感、開關(guān)及二極管上電流均取其電流平均值。根據(jù)電容C1的安秒平衡關(guān)系可得電感電流平均值:

IL1=Iin

(12)

(13)

根據(jù)變換器工作原理,二極管VD1、VD2、VD3、VD4的電流平均值為

(14)

(15)

ID4=I0

(16)

同理可得開關(guān)管S1、S2電流平均值為

Is1=Iin

(17)

Is2=(1-D)·Iin

(18)

開關(guān)S1的電流應(yīng)力等于輸入電流,開關(guān)S2電流應(yīng)力小于輸入電流,較傳統(tǒng)Boost變換器,在一定程度上更有利于器件選型和節(jié)約成本。

3 仿真分析和實驗驗證

基于PSIM軟件對電路進(jìn)行仿真驗證,仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

仿真波形如圖5所示。圖5(a)所示為兩開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動波形,通過波形可看出兩開關(guān)同時導(dǎo)通、同時關(guān)斷。圖5(b)所示為電容C2、C3電壓波形及輸出電壓波形,電容C0電壓等于輸出電壓。當(dāng)輸入電壓為40 V,開關(guān)占空比均為0.6時,輸出電壓為400 V,與理論和計算值相符。圖5(c)所示為電感L1、L2的電流波形,電感在一個周期內(nèi)充放電狀態(tài)一致。圖5(d)所示為二極管VD1、VD2、VD3、VD4的電壓波形。圖5(e)所示為開關(guān)管S1、S2的電壓波形,分別等于輸入電壓和輸出電壓的50%。

電壓環(huán)模式下的變換器閉環(huán)小信號模型框圖如圖6所示。根據(jù)電壓控制閉環(huán)模型在PSIM中搭建仿真,驗證其動態(tài)性能和抗干擾能力。電壓環(huán)控制下的動態(tài)性能如圖7所示。圖7(a)所示為負(fù)載在t=0.1s時刻由400 Ω跳變至800 Ω時變換器輸出電壓的動態(tài)響應(yīng)波形,可以看出輸出電壓在30 V左右的波動后回到穩(wěn)態(tài)電壓值。如圖7(b)所示,當(dāng)輸入電壓由40 V跳變至20 V時,輸出電壓動態(tài)響應(yīng)時間約為20 μs,然后回到穩(wěn)態(tài)電壓值。由此可見,該變換器閉環(huán)系統(tǒng)在負(fù)載和輸入電壓跳變時動態(tài)響應(yīng)速度快,抗干擾能力強(qiáng)。

基于實驗室現(xiàn)有平臺,搭建了額定功率為400 W的實驗樣機(jī),實驗器材選用62150H-600可控直流電源作為直流輸入電源,四通道DPO5000B數(shù)字示波器來顯示波形。主要實驗波形如圖8所示。其中圖8(a)所示為開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動波形和輸入輸出電壓波形,在輸入電壓uin為40 V、開關(guān)S1、S2占空比D1=D2=0.6的情況下,輸出電壓uo約為400 V,與理論分析一致。圖8(b)為電感電流波形,電感L1、L2、L3平均電流約為10、2.5、2.5 A。電容C1、C2的電壓波形如圖8(c)所示,其電壓值分別為60、80 V。圖8(d)所示為開關(guān)S1、S2的電壓波形,其電壓應(yīng)力分別為100、200 V,與理論分析相符合。

實驗樣機(jī)的效率實測曲線如圖9所示,當(dāng)輸出功率為400 W時,效率可達(dá)到最高,為92.1%。

4 損耗分析

下面對實驗參數(shù)的器件損耗進(jìn)行分析計算。

(1)二極管損耗。變換器所用二極管選型均為IDT12S60C,二極管損耗為二極管導(dǎo)通損耗和反向恢復(fù)損耗之和,由于所選二極管在工作狀態(tài)下反向恢復(fù)電流很小,故忽略其反向恢復(fù)損耗。

二極管導(dǎo)通損耗PD-CON等于其正向壓降uF(0.8 V)乘以二極管電流的平均值:

(19)

(20)

ID4=I0=1 A

(21)

則導(dǎo)通損耗PD-CON為

(22)

(2)開關(guān)損耗。開關(guān)損耗為開關(guān)的導(dǎo)通損耗、關(guān)斷損耗和開通損耗之和。

MOSFET的導(dǎo)通損耗PS-CON等于開關(guān)管的正向壓降uF(0.7 V)乘以開關(guān)電流的平均值:

(23)

(24)

則開關(guān)導(dǎo)通損耗為

(25)

MOSFET的開通損耗PS-on:

(26)

MOSFET的關(guān)斷損耗PS-off:

(27)

則開關(guān)管的總損耗為

(28)

(3)電容損耗。由于電容自身存在ESR,電容在導(dǎo)通時產(chǎn)生一定的損耗。電容電流近似計算公式為

(29)

電容等效電阻約為6.9mΩ,則電容損耗為

(30)

(4)電感損耗。電感磁芯選型為KS106-125 A,其電感因數(shù)AL=138(1±8%),橫截面積Ae=0.654 cm2,磁芯體積V=4.15 cm3,變換器開關(guān)頻率取50 kHz。以電感L1為例,電感匝數(shù)計算如下:

(31)

電感匝數(shù)取47匝,電感最大磁通密度為

(32)

電感最大交流磁通密度為

(33)

因此,可得單位磁芯損耗:

P=B2.225(4.584f+0.0238f1.966)=0.145 W/cm3

(34)

磁芯損耗為

PL-core=PV=0.145×4.15 W=0.6 W

(35)

導(dǎo)線銅損為

Pcu=I2R=102×0.014 W=1.4 W

(36)

故電感L1總損耗為

PL1=Pcu+PL-core=2 W

(37)

同理可得電感L2、L3損耗,其計算結(jié)果與上述其他損耗相比可以忽略不計。

(5)變換器效率。變換器效率理論值η為

(38)

由以上理論分析計算可知,變換器主要損耗來源為二極管導(dǎo)通損耗和開關(guān)關(guān)斷損耗,損耗分布餅圖如圖10所示,由此可得變換器在輸入輸出增益為10倍時工作效率為93%。

5 結(jié) 語

針對光伏系統(tǒng)中升壓部分高電壓增益、器件低應(yīng)力、控制及驅(qū)動策略簡單等技術(shù)要求,本文設(shè)計出一種應(yīng)用于光伏發(fā)電系統(tǒng)的Boost級聯(lián)式高增益DC/DC變換器,通過變換器工作原理、性能分析及仿真驗證表明了該變換器具有良好的升壓能力,結(jié)構(gòu)簡單,兩開關(guān)同時導(dǎo)通,便于控制和驅(qū)動,節(jié)約系統(tǒng)成本,有效提高了變換器工作效率。