高圣偉，段堯文，劉曉明，李龍女，董晨名

（1.天津工業(yè)大學 天津市電工電能新技術重點實驗室，天津 300387；2.天津工業(yè)大學 機械工程學院博士后流動站，天津 300387；3.天津金沃能源科技股份有限公司，天津 300387）

隨著微電子技術的發(fā)展，傳統(tǒng)的Si 半導體器件性能已接近其材料的理論極限。從最早的20 世紀70年代末期國際整流器公司（International Rectifier，IR）生產(chǎn)的IRF100 型Si MOSFET，到現(xiàn)在由英飛凌公司（Infineon） 生產(chǎn)的耐壓值為 100 V 的 Si MOSFET IPB025N10N3G，其導通電阻已經(jīng)由前者的100 mΩ 下降至2.5 mΩ，Si 功率器件的性能已經(jīng)無法大幅度改進。相比之下，以GaN 和SiC 為代表的寬禁帶半導體材料具有比Si 材料更優(yōu)異的特性，其工作溫度更高、擊穿電壓更大、改觀頻率更快，更適合制備高性能電力電子器件。近年來，在GaN 基高電子遷移率晶體管（GaN High Electron Mobility Transistor，GaN HEMT）方面有諸多研究成果[1]。宜普公司（Efficient Power Conversion，EPC）、IR、松下公司、富士通半導體公司均在開發(fā)中高壓的以Si 為基底的增強型GaN 功率器件。IR 和EPC 兩家公司于2010 年推出了低壓增強型GaN HEMT，2013 年 Transphorm 公司推出了高耐壓600 V GaN HEMT 系列功率器件。加拿大GaN System公司研制出耐壓值650 V 的增強型GaN HEMT。雖然GaN 晶體管層出不窮，并且在高頻高壓領域有應用潛力，但由于器件性能以及應用頻率的提高，傳統(tǒng)的Si器件驅動電路在高頻下?lián)p耗過高，已不能滿足GaN 器件的使用[2-3]。文獻[4]中提出一種結構簡單的諧振式驅動電路，能通過電感實現(xiàn)能量向電源的回饋，但是由于電感電流連續(xù)，使環(huán)流損耗增加。文獻[5-6]所提出的驅動電路，采用諧振原理，其輔助開關管采用脈沖信號控制，以降低電感環(huán)流損耗，避免上下管同時導通損壞電源，但是電感電流均從零開始增加，對柵極的充放電速度較慢。日本研究人員[7-8]提出一種適用于耗盡型GaN HEMT 的驅動電路，電路有半橋結構和電阻、電容、二極管構成，由二極管將電容電壓箝位在0 V，使GaN HEMT 保持開通，電容反向充電后輔助管下管開通，向柵極提供負壓使GaN HEMT 關斷。由于增強型器件與耗盡型器件導通機制不同，不能共用驅動電路。前者屬于常閉型器件，系統(tǒng)斷電時處于關斷狀態(tài)，而后者屬于常開型器件，要使其關閉需要在柵極施加負電壓，這使得系統(tǒng)存在短路的風險，所以在實際應用中增強型器件可靠性更高，應用也更加廣泛。基于上述分析，本文針對增強型器件進行相關的仿真與實驗研究。

本文提出一種適用于增強型GaN HEMT 的驅動電路，實現(xiàn)增強型GaN HEMT 快速可靠開關。該驅動利用電感的峰值電流對柵極電容進行充放電電，開關速度更快；并且具備高低電平箝位電路，使電路更具可靠性。

1 器件特性對比

Si 和GaN 兩種半導體材料典型特性如表1 所示。相對于Si 材料，GaN 材料具有較大的禁帶寬度，臨界擊穿場強也更高，大的電子遷移率是GaN HEMT 能快速通斷的材料基礎。圖1 所示為Si 和GaN 器件的結構對比。圖1（a）中Si MOSFET 采用縱向結構來提高功率管的耐壓能力，而圖1（b）中GaN HEMT 則采用橫向結構提高耐壓能力。同時，GaN 材料具有較大的禁帶寬度，這導致引起雪崩擊穿時更高的臨界擊穿電場，因此GaN HEMT 擁有更高耐壓強度。圖1（b）中GaN HEMT中存在由AlGaN 和GaN 材料形成的異質結界面，在該界面處有很高濃度的二維電子氣（2DEG），使得GaN HEMT 具有更快的開關速度[9]。

表1 半導體材料特性比較Tab.1 Comparison of properties of semiconductor materials

圖1 Si 與GaN 器件結構對比Fig.1 Comparison of Si and GaN device structure

GS66502B（GaN System）柵源極正向耐壓最高為7 V，反向最大能承受10 V 電壓，閾值電壓為1.3 V，當柵源極電壓達到6 V 時完全開通。完全開通所需柵源極電壓和柵極最大承受電壓只相差1 V，并且閾值電壓也比Si MOSFET 低很多。圖2 為GS66502B（GaN System）的柵極電容充電曲線。

圖2 GS66502B 柵源極充電特性Fig.2 Gate-source charging characteristics of GS66502B

由圖2 可知，在柵極上實現(xiàn)5 V 電壓大約需要1.5 nC 電荷，其中米勒電容需要由柵極驅動的峰值電流充電，為滿足dVDS/dt 的要求，驅動電路需要在3.75 ns 或更短時間內(nèi)提供米勒電荷，驅動電路須提供0.516 A甚至更高的峰值[10]。若驅動電路能為柵極提供0.5 A的充放電電流，則約需要3 ns 實現(xiàn)完全電壓。

分析得出GaN HEMT 對新型驅動的要求：具有穩(wěn)定輸出電平的能力，否則將導致GaN HEMT 及柵極擊穿或誤動作；輸出較大電流，使GaN HEMT 快速導通和斷開；高頻應用下由于開關次數(shù)增加，要求驅動電路低損耗，以減小電路能量損失。

2 傳統(tǒng)驅動電路分析

2.1 獨立拉灌式驅動電路

圖3 為獨立拉灌式驅動電路拓撲及動作時序[10]。

圖3 獨立拉灌式驅動電路拓撲及動作時序Fig.3 Topology and action sequence of independent pull-pour drive circuit

圖3（a）中 Q 為 GaN HEMT，S1、S2為 2 個輔助開關管，D1、D2為二極管，電感 L1、L2和電阻 R1、R2與GaN HEMT 輸入電容CISS 分別構成2 條RLC 諧振回路，包括充電諧振回路和放電諧振回路，可獨立控制GaN HEMT 柵極的導通與關斷速度。

由圖3（b）可以看出，該電路雖能夠分別控制器件導通與關斷的速度，但在開關過程中，電感電流均從0開始增長向柵極充放電，導致開關速度下降，難以發(fā)揮GaN HEMT 器件的高頻特性。

2.2 諧振式驅動電路

圖4 為諧振式驅動電路拓撲及動作時序[5-6]。

圖4 諧振式驅動電路拓撲及動作時序Fig.4 Topology and action sequence of resonant drive circuit

圖4（a）所示為諧振式驅動電路拓撲，輔助開關管為 P 溝道 MOSFET S1和 N 溝道 MOSFET S2，構成“推挽式”結構，經(jīng)過諧振電感Lr連接到柵極，2 個二極管D1、D2作為能量回饋時的續(xù)流通路，分別并聯(lián)在電感Lr與電源VDD、電感Lr與地之間，諧振電容Cr并聯(lián)在柵源之間。

該電路利用LC 諧振原理，開關過程中，通過電感Lr和二極管組成的回路，向電源反饋能量，以減小損耗。圖4（b）中，若輔助開關管的動作時序不能精確控制，電感電流iL通過二極管續(xù)流的時間將被延長，在此過程中會產(chǎn)生更多的環(huán)流損耗，降低驅動電路效率。

3 預充電式驅動電路設計與分析

3.1 電路拓撲設計

圖5（a）為預充電式驅動電路拓撲，其中，S1—S4表示4 個N 溝道MOSFET 輔助開關管，用于控制驅動電流的流向；C、L 分別是串聯(lián)電容與諧振電感，構成電流諧振部分；VDD為驅動電路電源部分；Q 為主開關管。如圖5（b）為該驅動電路的動作時序圖，由電感電流峰值對柵極電容充放電，用時更短，速度更快。

圖5 預充電式驅動電路拓撲及動作時序Fig.5 Topology and action sequence of precharge drive circuit

3.2 工作狀態(tài)分析

該電路有4 個輔助開關管、8 種工作狀態(tài)，圖6為導通過程的4 種狀態(tài)，圖7 為關斷過程的4 種狀態(tài)。

狀態(tài)1：開通預充電階段[t0，t1]。S1處于關斷狀態(tài)，S1處于導通狀態(tài)，將柵極電壓箝位在0，S4的體二極管導通續(xù)流。t0時刻，S3零電流開通，電流通過Cs-Lr-S3-D4-S2回路，向電感L 充電，充至最大值ILmax，充電時間為t10，控制t10長短可以調節(jié)電感電流峰值ILmax大小。

狀態(tài) 2：柵極充電階段[t1，t2]。t1時刻，S2零電壓關斷，電感電流以ILmax的大小向柵極充電（忽略開通期間電感電流的下降，電感近似為恒流源）。開通時間t21由主開關管Q 的柵極充電電荷大小決定。

狀態(tài) 3：能量轉移階段[t2，t3]。t2時刻，柵極被充電至電源電壓VDD，S1零電壓開通。電感電流通過L-S3-D4-S1-C 回路續(xù)流，電感能量向電容轉移，減少能量損耗。柵極電壓通過S1箝位于VDD，保證主開關管的可靠開通。

圖6 預充電式驅動電路導通過程Fig.6 Turn on process of precharge drive circuit

狀態(tài) 4：主開關管導通階段[t3，t4]。t3時刻，電感電流iL下降為0，二極管VD4零電流截止。主開關管通過S1箝位于VDD，保證完全開通狀態(tài)，減少通態(tài)損耗，提高可靠性。

狀態(tài) 5：諧振預充電階段[t4，t5]。t4時刻，S4零電流開通，C-S1-S4-VD3-L 形成回路，電容向電感轉移能量，電感電流開始方向增長，上升到最大值-ILmax。

狀態(tài) 6：柵極放電階段[t5，t6]。t5時刻，柵極電壓此時仍箝位在VDD，S1零電壓關斷。此時電感可以看做恒流源，以大小為-ILmax的電流從柵極抽取電荷，直至柵源極電壓降為0。

圖7 預充電式驅動電路關斷過程Fig.7 Turn off process of precharge drive circuit

狀態(tài)7：能量回饋階段[t6，t7]。t6時刻，柵源極電壓為零，S2零電壓開通。電感電流通過S2-S4-VD3-C 回路向電源回饋能量，減少損耗，直至電流降為0。

狀態(tài)8：主開關管關斷階段[t7，t8]。t7時刻，電感電流降為零，二極管VD3零電流截止。柵極電壓通過S2箝位于0，保證主開關管截止狀態(tài)，避免誤導通，提高可靠性。

3.3 參數(shù)設計

若GaN HEMT 的開通時間為t21，柵極充電電荷為Q，預充電時間t10為2 倍t21，保證充分發(fā)揮主開關管性能，滿足電路設計需要，電感量應滿足：

電感量固定的情況下，預充電電流大小由電感電壓和預充電時間決定。主開關管開通時的預充電電壓為（VDD-VC），預充電時間是[t0，t1]記為 t10。主開關管開通后電感能量向電容轉移的時間為[t2，t3]，之后電感電流為0，能量全部轉移至電容C，此時電容電壓為VC。

根據(jù)伏秒平衡原理，電容電壓應滿足：

式中：VDD為驅動電源電壓；VC為電容兩端電壓。

假設 t10=t32，可得：

圖6（a）中，電容與電感串聯(lián)預充電時間為t10，電容電壓波動幅值為：

為保證與充電期間電流斜率不變，電容值應滿足：

3.4 損耗分析

圖8 所示為主開關管導通過程中的柵極電壓與柵極電流波形，導通過程分為3 個階段，分別計算其導通損耗。

圖1所示為楊莊東街4個信號交叉口路段的道路結構、道路渠化和周邊交通需求產(chǎn)生情況等. 從圖1中可以看出，該道路周邊聚集有大量生活社區(qū)，交通需求非常大.

圖8 柵極充電波形Fig.8 Gate charging waveform

[t0，t1]階段如圖6（a）所示，電感電流的路徑為S3-VD4-S3。

式中：Irms_t10為電流有效值；LG_ON表示柵極導通時預充電電流值；Iavg_t10為電流平均值；fs為開關頻率。則該階段導通損耗為：

RDS（ON）為輔助開關 S1-S4的通態(tài)電阻，假設 4 個輔助開關通態(tài)電阻相等；VF為輔助開關體二極管正向導通壓降。

[t1，t2]段如圖6（b）所示，電感電流通過 S3-RG-VD4向柵源極電容充電，有效值與平均值為：

導通損耗為：

[t2，t3]段如圖6（c）所示，電阻電流路徑為 S3-VD4-S1，電流有效值及平均值為：

該階段導通損耗為：

由于開關過程對稱性，假設導通與關斷時間相等，可得驅動電路總導通損耗為：

電感線圈銅耗為：

式中：RL為電感線圈電阻；IL_rms為電感電流有效值。忽略鐵芯損耗，空芯電感鐵芯損耗為0。

S1-S4的柵極驅動損耗為：

式中：QGS為輔助開關柵極充電電荷；VDD為驅動電源電壓。

4 仿真及實驗結果分析

4.1 仿真結果分析

利用LTspice 對上述驅動電路進行仿真實驗。電路中輔助開關管選用Si MOSFET，主開關管GaN HEMT 選用GaN System 公司生產(chǎn)的GS66502B 型號，驅動電源電壓為5 V。

圖9 為3 種驅動電路在500 kHz 開關頻率下仿真波形。

圖9 500 kHz 開關頻率下3 種驅動電路的仿真結果Fig.9 Simulation results of three drive circuits under operating conditions of 500 kHz frequency

如圖9（a）、（b）所示，前兩種傳統(tǒng)電路的柵極驅動電流峰值分別為230/-300 mA、110/-110 mA，由于預充電式驅動電路采用預充電的方式對柵極充電，電感相當于一個恒流源，所以其柵極電流峰值能達到550/-550 mA，如圖9（c）所示。該電路驅動能力更強，能使GaN HEMT 在更短時間內(nèi)開通。預充電式驅動具有高/低電平箝位能力，VGS電壓更穩(wěn)定，使GaN HEMT 可靠工作。

表2 為3 種驅動電路的性能參數(shù)對比。經(jīng)過損耗分析和計算，得到3 種電路損耗情況。由于3 種電路均能實現(xiàn)軟開關，開關損耗忽略不計，驅動損耗與導通損耗。

表2 驅動電路性能參數(shù)對比Tab.2 Comparison of drive circuit performance parameters

綜上分析可得，獨立拉灌式驅動總損耗為0.244 W，諧振式驅動總損耗為0.445 W，預充電式驅動總損耗為0.241 W。本文所提出的驅動比諧振式驅動損耗降低了45.8%，與獨立拉灌式驅動損耗相當。在開關速度上預充電式驅動比前兩者快，利于發(fā)揮GaN HEMT 器件高頻性能。

4.2 實驗結果分析

將所提出的GaN HEMT 驅動電路應用于Boost 電路。主開關型號為GS66502B，開關頻率為500 kHz，輸入電壓值為50 V，輸出電壓值為75 V。圖10 所示為Boost 變換器中GaN HEMT 的導通與關斷波形。

圖10 Boost 變換器實驗波形Fig.10 Experimental waveforms of boost convertor

由圖10（a）可知，主管開通時間為9 ns，與仿真時間一致。由于電路中存在寄生電感，導通時的柵源極電壓有振鈴現(xiàn)象，振蕩尖峰為6.8 V，在GaN HEMT 柵極耐壓能力范圍內(nèi)，漏源極電壓尖峰為78.4 V。由圖10（b）可知，關斷時間為 15 ns，與仿真結果相差 3 ns。計算可得預充電式驅動電路總損耗為0.274 W，與仿真結果相差13.7%。

圖11 所示為預充電電流及柵源極電壓波形。由圖11可知，電感預充電經(jīng)過26 ns 的充電時間后達到峰值860 mA；對柵極充電，當柵極開通后，電感向電容和電源回饋能量，電感電流開始下降，經(jīng)過17 ns 后降為0。由于電感電流變化率達到50 A/ms，受輔助開關寄生電容影響產(chǎn)生輕微振蕩，振蕩尖峰達到140 mA。對柵極放電過程與充電過程類似，反向充電電流峰值達到880 mA，放電結束后受寄生電容影響振蕩尖峰達到150 mA。

圖11 預充電電流及柵源極電壓實驗波形Fig.11 Experimental waveform of precharge current and gate-source voltage

5 結 論

針對第三代半導體GaN HEMT 驅動電路進行研究，對比分析了獨立拉灌式驅動電路和諧振式驅動電路特點，并針對GaN HEMT 的工作特性和傳統(tǒng)驅動電路的缺陷，提出預充電式驅動電路。

（1）該驅動電路能夠實現(xiàn)能量回饋，與諧振式驅動電路相比損耗下降45.8%；

（2）實現(xiàn)對柵極快速充放電，能夠在9 ns 內(nèi)開通、15 ns 內(nèi)關斷，比獨立拉灌式驅動開關速度分別提高11 ns 和24 ns，更能充分發(fā)揮GaN HEMT 的高頻特性；

（3）具有高/低電平箝位功能，避免主開關管受到干擾而產(chǎn)生誤導通、誤關斷，工作可靠性大大提升。

通過仿真和實驗驗證，預充電式驅動電路更適合驅動GaN HEMT。