王家校

（杭州士蘭微電子股份有限公司，杭州 310000）

0 引言

隨著國防現(xiàn)代化進(jìn)程的推進(jìn)，在特種設(shè)備建設(shè)方面，原來老式設(shè)備因其機(jī)械傳動(dòng)的結(jié)構(gòu)嚴(yán)重影響設(shè)備的一些隱聲性能，且經(jīng)過長期使用運(yùn)行后，已存在著可靠性差、故障率高、蓄電池能耗大、能量轉(zhuǎn)換效率低、維護(hù)修理困難且工作量大等問題，這些問題已直接影響到正常任務(wù)的執(zhí)行。此外，機(jī)組長期工作時(shí)所產(chǎn)生高頻強(qiáng)噪音及高溫時(shí)產(chǎn)生的異味對(duì)工作人員的身心健康及戰(zhàn)斗力發(fā)揮也帶來了極大的負(fù)面影響[1]。在這種情況下采用新型高效、節(jié)能和低噪音的電力變流器來替代電動(dòng)發(fā)電機(jī)組的要求，已經(jīng)變得越來越迫切。

針對(duì)特種電源設(shè)計(jì)上所存在的問題，本文采用SPWM技術(shù)，通過Simulink仿真，指導(dǎo)設(shè)計(jì)了適合于特種設(shè)備的改裝工程要求的新型逆變電源裝置，具有重要的意義。

1 工作原理與設(shè)計(jì)

1.1 硬件電路設(shè)計(jì)

本裝置為直流175～320VDC的蓄電池電源逆變轉(zhuǎn)換133 V/50 Hz交流電輸出，為所在區(qū)域的交流負(fù)載及應(yīng)急負(fù)載提供配電。

本設(shè)計(jì)模塊因極性保護(hù)回路、直流濾波網(wǎng)絡(luò)、逆變模塊、功率變壓器、交流濾波網(wǎng)絡(luò)等部分組成，如圖1所示。

圖1 逆變電源裝置配置框圖

1.1.1 直流濾波網(wǎng)絡(luò)

由帶氣隙的電抗器和濾波網(wǎng)絡(luò)組成，用以濾掉直流側(cè)電壓波動(dòng)產(chǎn)生的干擾和消除逆變電源諧波對(duì)直流側(cè)蓄電池的干擾，保障逆變電源裝置的電磁兼容性問題[2]。通過計(jì)算，先分別得出直流平波電抗器和直流電解電容的值分別如下：

1.1 .2逆變模塊

本設(shè)計(jì)由IGBT主回路、輔助直流電源模塊、隔離驅(qū)動(dòng)模塊、模擬量處理模塊、環(huán)境量處理模塊、IO輸出處理模塊、輸出處理模塊、CAN通訊模塊、顯示通訊模塊、DSP主控單元等模塊組成。

采用高性能的DSP作為控制核心，控制算法上采用模糊控制算法，主要用于控制和數(shù)據(jù)處理，并具有脈寬調(diào)制信號(hào)輸出端口。IGBT模塊計(jì)算如下。

由容量P=35 kW時(shí)，流過IGBT電流為：

選取啟動(dòng)安全系數(shù)α=5，則IGBT期望電流為I=α×IIGBT=5×169=845(A)。選用英飛凌900 A，1 200 V的IGBT模塊，型號(hào)為FF900RIE4。

1.1.3 功率變壓器

功率變壓器是逆變電源裝置主要功能器件，工作在電壓脈沖狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)電力功率傳輸、隔離[3]。本文采用變壓器級(jí)聯(lián)方式，保障逆變輸出三電平電壓，實(shí)現(xiàn)電壓多重化，計(jì)算和選型如下。

對(duì)于133 V/50 Hz輸出電壓，為變壓器副邊串聯(lián)獲得，因此變壓器副邊電壓額定值為133/1.414=95 V，選取90 V。功率為35 kVA，對(duì)于相同變壓器串聯(lián)時(shí)，輸出總功率：

逆變器輸出功率為2臺(tái)變壓器輸出功率，其負(fù)載能力為70 kVA，滿足要求。

1.1.4 交流濾波網(wǎng)絡(luò)

由單相交流濾波器、正弦波電抗器等組成網(wǎng)絡(luò)，用以濾掉交流側(cè)高次諧波，并提供滿足用戶要求品質(zhì)的供電電源，滿足電磁兼容性[4]。

單相濾波，選用傳統(tǒng)的LC濾波結(jié)構(gòu)，SPWM波經(jīng)過濾波器后，輸出正弦基波電壓，為負(fù)載供電。

圖2 LC濾波原理圖

由圖2所示，LC濾波器的傳遞函數(shù)：

式中：ωL為LC諧振角頻率，ξ為阻尼系數(shù)，為濾波器輸出電壓；Ui(s)為濾波器輸入電壓。

濾波器截止頻率：

對(duì)于高頻SPWM，工程上LC濾波器的截止頻率選擇載波的1/10～1/5，則濾波電抗器計(jì)算：

取Uo=133 V，I=5 A，fc=6 000 Hz，則截止頻率fL=1 200 Hz，則有：

考慮變壓器串聯(lián)，實(shí)際選取L=200μH，C=250μF。

1.2 控制原理設(shè)計(jì)

1.2.1 控制算法設(shè)計(jì)

逆變器的輸出電壓Vi通過二階LC濾波器得到正弦波輸出電壓Vo，電阻r為濾波電感等效串聯(lián)電阻，以及死區(qū)等其他雜散阻尼因素的綜合。由文獻(xiàn)[5]得到濾波器Vi到Vo的傳遞函數(shù)為:

空載時(shí)i0=0，則傳遞函數(shù)為：

等效的控制模型如圖3所示。

圖3 濾波器數(shù)學(xué)模型

逆變器采用電流電壓雙閉環(huán)控制，這提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和控制裝置品質(zhì)[6]，雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 雙閉環(huán)系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖

1.2.2 電流內(nèi)環(huán)算法設(shè)計(jì)

圖5所示為簡化的電流環(huán)框圖，Iref為給定的參考電流，Kc為內(nèi)環(huán)比例控制參數(shù)，iL為輸出電流。

圖5 簡化的電流環(huán)框圖

ZOH為零階保持環(huán)節(jié)，S域傳遞函數(shù)為：

式中TS為采樣周期，則電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

將閉環(huán)極點(diǎn)配置到Z平面原點(diǎn)，相應(yīng)速度最快，令Z=0有：

其載波頻率fc為6 000 Hz，則TS=1/6 000=0.167 ms，另外，L=200μH=0.2 mH，則有：KC=0.2/0.167=1.197。

1.2.3 電壓外環(huán)算法設(shè)計(jì)

電流環(huán)的截止頻率高于電壓環(huán)，其跟蹤速度要遠(yuǎn)快于

閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程為：電壓環(huán)，電壓外環(huán)時(shí)，假定電流環(huán)為增益1的比例環(huán)節(jié)[2]，如圖6所示。

圖6 簡化的電壓環(huán)框圖

電壓環(huán)采用數(shù)字PI控制器，其Z傳遞函數(shù)為：

式中：Kp為比例系數(shù)；Ki=KpTs/Ti為積分系數(shù)；Ts為采樣周期；Ti為積分時(shí)間常數(shù)。電壓外環(huán)的開環(huán)Z傳遞函數(shù)為：

其閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征方程為：

式中：K2為電壓環(huán)反饋比例系數(shù)；C為濾波電容。令z=0，有：

依據(jù)工程實(shí)踐，增加假定的約束條件來減少變量數(shù)。

式中：T1為純比例控制的臨界振蕩周期，可以通過調(diào)試得到。

由上式可得：

系統(tǒng)中電壓采樣頻率FS=6 000 Hz，則：TS=0.167 ms；濾波電容容量C=250μF，電壓反饋系數(shù)K2=1。

由上式可得：

由此可得方案設(shè)計(jì)中電壓電流雙閉環(huán)控制參數(shù)。電流反饋：比例系數(shù)KC=1.197；電壓反饋：比例系數(shù)Kp=1.5，積分系數(shù)Ki=0.3。

逆變器工作環(huán)境是非常復(fù)雜的，其輸入條件和輸出負(fù)載，以及電磁環(huán)境都是隨時(shí)變化的，分析的參數(shù)必須在實(shí)際試驗(yàn)中再進(jìn)行調(diào)整。

1.3 SPWM原理

產(chǎn)生正弦波時(shí)，本設(shè)計(jì)采用規(guī)則對(duì)稱采樣法，如圖7所示。

圖7 規(guī)則對(duì)稱采樣法算法圖

采用三角波作為載波的規(guī)則采樣獲得SPWM波，在三角波零峰tD時(shí)刻對(duì)正弦調(diào)制波采樣得到D點(diǎn)，過D點(diǎn)作水平直線與三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，在A點(diǎn)的時(shí)刻tA和B點(diǎn)的時(shí)刻tB間輸出高電平，其他時(shí)刻輸出低電平[7]。根據(jù)三角關(guān)系，可以得出：

實(shí)現(xiàn)H半橋控制，其另一半橋，相位相差180°。

圖8 主程序模塊流程圖

將計(jì)算脈沖寬度轉(zhuǎn)換成DSP2812數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)SPWM數(shù)字控制。

1.4 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

主程序如圖8所示。

2 仿真與結(jié)果

在Matlab/Simulink平臺(tái)上[8]，對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行驗(yàn)證仿真，進(jìn)一步優(yōu)化方案參數(shù)，采用電壓有效值單閉環(huán)，雙極性多電平級(jí)聯(lián)SPWM算法[9]。

2.1 逆變器空載諧波指標(biāo)

逆變器空載諧波指標(biāo)如表1所示。

表1 逆變器空載諧波指標(biāo)

220 V直流輸入時(shí)仿真諧波頻譜如圖9所示。

圖9 諧波頻譜圖

2.2 逆變器純阻性全載諧波指標(biāo)

逆變器純阻性負(fù)載諧波指標(biāo)如表2所示。

表2 逆變器純阻性諧波指標(biāo)

220 V直流輸入時(shí)仿真諧波頻譜如圖10所示。

圖10 諧波頻譜圖

2.3 逆變器滯后0.8功率因素全載諧波

逆變器滯后0.8諧波指標(biāo)如表3所示。

表3 逆變器滯后0.8諧波指標(biāo)

220 V直流輸入時(shí)仿真諧波頻譜如圖11所示。

圖11 諧波頻譜圖

2.4 負(fù)載突加突卸指標(biāo)

2.4.1 空載到半載突加

負(fù)載由空載到半載，再由半載到全載，電壓變化的百分率，仿真結(jié)果如下。175 V直流輸入時(shí)，空載到半載電流和電壓變化如圖12所示。

圖12 175 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

220 V直流輸入時(shí)，空載到半載電流和電壓變化如圖13所示。

320 V直流輸入時(shí)，空載到半載電流和電壓變化如圖14所示。

2.4.2 半載到全載突加

175 V直流輸入時(shí)，半載到全載電流和電壓變化如圖15所示。

220 V直流輸入時(shí)，半載到全載電流和電壓變化如圖16所示。

320 V直流輸入時(shí)，半載到全載電流和電壓變化如圖17所示。

圖13 220 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

圖14 320 V直流輸入空載到半載電流和電壓變化圖

圖15 175 V直流輸入半載到全載電流和電壓變化圖

圖16 220 V直流輸入時(shí)，半載到全載電流和電壓變化如圖

圖17 320 V直流輸入半載到全載電流和電壓變化圖

2.4.3 負(fù)載突加指標(biāo)

突加負(fù)載電壓變化率如表4所示。

表4 突加負(fù)載電壓變化率

表5 突卸負(fù)載電壓變化率

2.4.4 負(fù)載突卸指標(biāo)

220 V直流輸入時(shí)，全載到半載電流和電壓變化如圖18所示。

圖18 220 V直流輸入全載到半載電流和電壓變化圖

突卸負(fù)載電壓變化率如表5所示。

3 結(jié)束語

本文提出的硬件電路的設(shè)計(jì)，硬件器件參數(shù)計(jì)算和選型，并通過詳細(xì)的參數(shù)計(jì)算結(jié)合控制算法，建立Matlab/Simulink模型，通過仿真，對(duì)電源輸出的諧波指標(biāo)，負(fù)載突變的動(dòng)態(tài)響應(yīng)等重要指標(biāo)來看，都滿足設(shè)計(jì)的要求，對(duì)特種電源的正式生產(chǎn)具有重要的指導(dǎo)意義，不僅可以節(jié)省成本，縮短研發(fā)和生產(chǎn)周期，對(duì)于保證性能和可靠性也起到了很好的前瞻作用。