王貴龍，唐 杰，邵 武，鄒陸華

（1.邵陽學(xué)院 多電源地區(qū)電網(wǎng)運(yùn)行與控制湖南省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南 邵陽 422000； 2.湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長沙 410000）

0 引言

近年來，全球資源和生態(tài)環(huán)境的壓力不斷增大，開發(fā)新能源，實(shí)現(xiàn)能源的可持續(xù)發(fā)展已受到普遍關(guān)注。 實(shí)現(xiàn)新能源開發(fā)及能源的可持續(xù)利用，都需要大功率的電子元件作為技術(shù)支撐。

DC-DC 變換器技術(shù)可以將一種形式的直流電轉(zhuǎn)換為另一種形式的直流電，主要用于對電流、電壓進(jìn)行變換，在電力系統(tǒng)、航空航天、計(jì)算機(jī)交流通信、工業(yè)控制、儲能系統(tǒng)、電動汽車以及可再生能源等眾多行業(yè)和領(lǐng)域應(yīng)用廣泛[1]。 由于DC-DC 變換器的功率開關(guān)一般都是單向的，在通常情況下，DC-DC 變換器都是單向工作，并且主功率回路裝置上的導(dǎo)電二極管也都是單向的，因此DC-DC 變換器控制的能量只能進(jìn)行單向流動[2]。 但是，在電力系統(tǒng)二次電源充、放電過程的許多應(yīng)用場景，通過DC-DC 變換器的能量是兩個(gè)方向流動的，單向DC-DC 變換器不能滿足實(shí)際應(yīng)用要求。 雙向DC-DC 變換器可以在保持DC-DC 變換器兩端直流電壓極性不發(fā)生變化的前提下，根據(jù)電力系統(tǒng)的需要改變電流的方向，對電力系統(tǒng)能量的雙向流動進(jìn)行變換[3]。

雙向DC-DC 變換器在電動汽車領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用，但在行駛狀態(tài)進(jìn)行切換時(shí)存在功率波動較大的問題。因此，對電動汽車行駛狀態(tài)切換過程中功率波動進(jìn)行平抑成為研究熱點(diǎn)。 文獻(xiàn)[4]提出了魯棒反演滑?？刂品椒?，建立了等效電路模型，設(shè)計(jì)了DC/DC 變換器主電路，并針對電池組充放電狀況及魯棒反演滑?？刂品椒ㄏ碌妮斎腚妷簲_動進(jìn)行了分析。 文獻(xiàn)[5]提出了一種基于CMAC神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法的控制方法及模型，在設(shè)計(jì)CMACPID 控制器模型的基礎(chǔ)上，用遺傳算法整定PID參數(shù)、 用前饋型CMAC 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)抑制DC-DC 轉(zhuǎn)換器的非線性干擾。 文獻(xiàn)[6]提出了一種利用模糊控制理論，對電壓、電流進(jìn)行雙環(huán)模糊控制，在分析交錯(cuò)并聯(lián)DC/DC 變換器工作原理后，利用模糊PI 控制器進(jìn)行精準(zhǔn)控制。 以上方法并沒有取得預(yù)期的理想效果，存在無法有效抑制變換器功率波動的缺陷和穩(wěn)定性較差、響應(yīng)速度慢等缺點(diǎn)。

基于此，本文提出了一種基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法。 本研究分析了電動汽車雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、升降壓控制模式以及電壓和電流模式控制，并得到電壓和電流的開、閉環(huán)函數(shù)，利用多模態(tài)控制方法實(shí)現(xiàn)對功率波動的平抑控制。

1 基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC變換器控制方法

1.1 雙向DC-DC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

雙向DC-DC 變換器擁有多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中Buck-boost 雙向DC-DC 變換器具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制簡便和可靠性較高的優(yōu)點(diǎn)，能夠滿足當(dāng)前電動汽車對能量轉(zhuǎn)換的特殊要求[7]。 圖1 為雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。 圖中：C1為低壓側(cè)電容；C2為高壓側(cè)電容；L1為電感；Q1，Q2為全控開關(guān)器件 IGBT；R 為電阻；D1，D2為續(xù)流二極管；V1為蓄電池電壓；V2為輸出電壓。

圖1 Buck-boost 雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Buck-boost topology diagram of bidirectional DC-DC converters

當(dāng)電動汽車處于運(yùn)行狀態(tài)，需要高壓啟動或提速時(shí)，電動汽車本身電池的電壓無法滿足這一要求，雙向DC-DC 變換器須采用升壓模式運(yùn)行。保持拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的Q2關(guān)斷，Q1導(dǎo)通，雙向DCDC 變換器的電感L1迅速儲存能量，C2作為電動汽車的電源負(fù)責(zé)啟動或提速供電。 Q1關(guān)斷時(shí)，雙向DC-DC 變換器的蓄電池電壓V1和電感L1共同作用于電動汽車，為負(fù)載供電。 在Q1關(guān)斷的一個(gè)周期內(nèi)，電動汽車高壓側(cè)輸出電壓V2：

式中：α1為 Q1的占空比。

通過對該參數(shù)的調(diào)節(jié)，能夠使電動汽車輸出電壓更加穩(wěn)定，同時(shí)實(shí)現(xiàn)電動汽車的能量轉(zhuǎn)換。圖2 為Buck-boost 雙向DC-DC 變換器的升降壓控制示意圖。

圖2 雙向DC-DC 變換器的升壓和降壓控制示意圖Fig.2 Boost and Buck control diagram of bidirectional DC-DC converter

1.2 不同工況下電動汽車雙向DC-DC變換器工作狀態(tài)

通常情況下，電動汽車的工況包括停車、起步、勻速行駛狀態(tài)、加速行駛狀態(tài)、減速行駛狀態(tài)、輕載狀態(tài)、重載狀態(tài)等。 由于電動汽車運(yùn)行工況的差異，雙向DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)形式也有所不同，其工作原理也不盡相同[8]。設(shè)Pcm和Pmcc分別為電動汽車雙向DC-DC 變換器的電磁功率和負(fù)載功率；T 和ω 分別為電動汽車雙向DC-DC 變換器的機(jī)械轉(zhuǎn)矩和機(jī)械角速度，則：

采用上式計(jì)算，如果Pcm＞Pmcc，表示電動汽車正處于起步運(yùn)行狀態(tài)或加速運(yùn)行狀態(tài)。此時(shí)，電動汽車雙向DC-DC 變換器電磁功率的部分能量用于抵消電動汽車負(fù)載功率，剩余能量用于電動汽車提速，電池向電動汽車電機(jī)輸出功率。 雙向DC-DC 變換器作為電動汽車電源與電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)中間的能量控制轉(zhuǎn)換單元，處于升壓運(yùn)行模式，須要提升電動汽車的電池電壓等級，以使電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)的直流母線電壓提升到足以滿足起步或加速運(yùn)行的設(shè)定值要求。

如果Pcm=Pmcc，表示電動汽車處于勻速運(yùn)動狀態(tài)，電動汽車電機(jī)輸出的電磁功率與輸出的機(jī)械功率等效，汽車電磁轉(zhuǎn)矩與負(fù)載轉(zhuǎn)矩之間處于平衡狀態(tài)，能夠保證電動汽車勻速行駛。 此時(shí)，電動汽車雙向DC-DC 變換器處于升壓運(yùn)行模式下，能量從電池側(cè)向電機(jī)側(cè)流動。

如果Pcm＜Pmcc，表示電動汽車處于減速運(yùn)動狀態(tài)或初始制動狀態(tài)。 此時(shí)，電動汽車雙向DC-DC變換器處于降壓運(yùn)行模式，電動汽車的電磁功率要小于機(jī)械功率，電動汽車驅(qū)動電流方向?yàn)樨?fù)，能量從電機(jī)側(cè)向電池側(cè)轉(zhuǎn)移。

1.3 多模態(tài)控制技術(shù)下的變換器控制

通過上述分析顯示，電動汽車雙向DC-DC變換器隨運(yùn)行狀態(tài)的變化而不斷改變控制方式，有效實(shí)現(xiàn)多模態(tài)控制。

（1）雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制

雙向DC-DC 變換器以輸出電壓作為電動汽車反饋信號，構(gòu)成電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)（圖 3）。

圖3 電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.3 Architecture of single closed-loop voltage control system for electric vehicle

圖3 中，VR 為電動汽車雙向DC-DC 變換器的電壓環(huán)調(diào)節(jié)器；R/（RLCs2+Ls+R）為雙向DCDC 變換器的 LC 濾波函數(shù)；Kvp+Kvi/s 為 PI 控制器雙向DC-DC 變換器的電壓調(diào)節(jié)傳遞函數(shù)。

將電動汽車的脈沖寬度調(diào)制功率轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)視為比例環(huán)節(jié)，設(shè)置比例系數(shù)為 KPWM，Kfv，KPV，KVi為電動汽車的電壓控制參數(shù)，則電動汽車雙向DCDC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計(jì)算公式如下：

由于電動汽車的雙向DC-DC 變換器為二階振蕩環(huán)節(jié)，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)可以等效為三階模型，如果KVi=0，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)可以等效為二階模型，但在功率波動平抑中有響應(yīng)速度慢，穩(wěn)定性較差的缺點(diǎn)[9]。

（2）雙向DC-DC 變換器的電流模式控制

為了克服上述雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制方法在電動汽車功率波動平抑中存在的缺點(diǎn)與不足，提出一種改進(jìn)電流型控制模型[10]。在上述電壓控制模式基礎(chǔ)上，對電動汽車運(yùn)行狀態(tài)進(jìn)行反饋校正，以電動汽車輸出的電感電流作為反饋向量，構(gòu)成變換器電流內(nèi)環(huán)。 雙向DC-DC 變換器的電流控制模式包括峰值電流控制模式、 平均電流控制模式和電荷控制模式[11]。 在雙向DC-DC變換器峰值電流控制模式中，電動汽車電感電流的峰值與平均值的比例與電動汽車驅(qū)動電路占空比具有相關(guān)性。在給定條件一致的情況下，電動汽車驅(qū)動電路占空比發(fā)生變化時(shí)，電動汽車的電感電流也會隨之發(fā)生變化，無法對電動汽車電感電流或輸出電流進(jìn)行精確控制[12]。雙向DC-DC 變換器的平均電流控制模式中，由于電動汽車電路存在反饋網(wǎng)絡(luò)積分環(huán)節(jié)，可以使得電動汽車電感電流平均值與電流給定值相等，從而實(shí)現(xiàn)電動汽車輸出電流的高精度控制。 對于雙向DC-DC 變換器的電荷控制模式，電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)存在分頻震蕩現(xiàn)象，可以通過調(diào)節(jié)電動汽車電流調(diào)節(jié)器PI 參數(shù)來消除分頻震蕩。 雙向DCDC 變換器平均電流控制模式的系統(tǒng)特性如圖4所示。

圖4 電動汽車雙閉環(huán)電流型控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.4 Architecture of dual closed-loop current control system for electric vehicle

圖4 中，CR 為電流環(huán)調(diào)節(jié)器。

根據(jù)圖4 可得電動汽車雙向DC-DC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計(jì)算公式：

式中：KiP，Kfi，Kii為電動汽車的電流 PI 控制器參數(shù)；KiP+Kii/s 為PI 控制器下雙向DC-DC 變換器的電流調(diào)節(jié)傳遞函數(shù)。

根據(jù)上述分析可知，電動汽車雙向DC-DC變換器電壓開環(huán)傳遞函數(shù)中有兩個(gè)零點(diǎn)，可以等效為雙向DC-DC 變換器電流環(huán)的一個(gè)比例環(huán)節(jié)Gi（s）=1/Kfi。將圖4 的架構(gòu)簡化，可得到簡化后的雙向DC-DC 變換器電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖（圖5）。

圖5 簡化后的雙向DC-DC 變換器電壓環(huán)等效結(jié)構(gòu)圖Fig.5 The equivalent structure diagram of the voltage ring of the simplified bidirectional DC-DC converter

根據(jù)圖5 可得化簡后的電動汽車雙向DCDC 變換器電壓開閉環(huán)傳遞函數(shù)計(jì)算公式：

根據(jù)上述計(jì)算可知， 電動汽車雙向DC-DC變換器是一階慣性環(huán)節(jié)，可以將電動汽車單閉環(huán)電壓型控制系統(tǒng)等效為一個(gè)二階模型。 當(dāng)Kvi=0時(shí)，變換器電壓環(huán)的相角穩(wěn)定裕量逼近90 °。 此時(shí)控制系統(tǒng)響應(yīng)速度較快，變換器電流跟蹤能力強(qiáng)。

在上述基礎(chǔ)上， 為電動汽車雙向DC-DC 變換器設(shè)計(jì)一個(gè)功能控制單元。 定義該功能控制單元的閉環(huán)開關(guān)為

式中：x 為該功能控制單元控制方式的取值；a=1，2。

假設(shè)電動汽車雙向DC-DC 變換器功能控制單元的用戶設(shè)定的電壓信號和電流信號分別為 Uset和 Iset，電動汽車雙向 DC-DC 變換器功率設(shè)置可以轉(zhuǎn)換為Uset×Iset。 可以通過計(jì)算功能控制單元電動汽車雙向DC-DC 變換器的電壓環(huán)給定信號和電流環(huán)給定信號， 對功率波動進(jìn)行平抑。

綜合上述對雙向DC-DC 變換器的電壓模式控制和電流模式控制， 可完成對DC-DC 變換器的功率波動平抑控制，控制模型表達(dá)式為

式中：D 為雙向 DC-DC 變換器占空比；Req為等效負(fù)載。

2 仿真結(jié)果分析

為了檢驗(yàn)本文提出的基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法， 在不同工況下平抑電動汽車功率波動的有效性， 采用模擬軟件Matlab/Simulink 進(jìn)行數(shù)值模擬。 幾種應(yīng)用較為廣泛的電動汽車在啟動、制動過程中，雙向DC-DC變換器的升壓和降壓工作模式的具體模擬仿真參數(shù)如表1 所示。

表1 系統(tǒng)仿真參數(shù)Table 1 System simulation parameters

采用文獻(xiàn)[4]滑?？刂品椒ê捅疚乃岢龇椒▽﹄妱悠囯p向DC-DC 變換器進(jìn)行控制效果的對比測試。圖6 給出了雙向DC-DC 變換器在Buck 模式下采用兩種控制方法的輸出電壓波形。

從圖6 的對比結(jié)果中可以清楚地看出，采用本文提出的多模態(tài)控制方法時(shí)， 在Buck 模式下雙向DC-DC 變換器的輸出電壓在10 ms達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)；采用滑?？刂品椒〞r(shí)，在 Buck模式下雙向DC-DC 變換器的輸出電壓在12 ms 之后才能達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。 相比較而言，在同等工作模式下，本文提出方法能夠有效地提高電動汽車雙向DC-DC 變換器的動態(tài)響應(yīng)性能。

圖6 變換器在Buck 模式下兩種控制方法的輸出電壓波形Fig.6 Two control methods of converter output voltage waveform in Buck mode

圖7 展示了在Buck 模式下， 采用不同控制方法時(shí)， 雙向DC-DC 變換器在輸入電壓跳變時(shí)的輸出電壓波形。

圖7 輸入電壓跳變時(shí)，采用不同控制方法輸出的電壓波形Fig.7 Voltage waveform comparison of different methods output when input voltage jumps

從圖7 的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出, 當(dāng)電動汽車雙向DC-DC 變換器輸入電壓后10 ms 時(shí)，電壓由250 V 跳變?yōu)?20 V，多模態(tài)控制方法經(jīng)過30 ms即可將跳變電壓恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)，而滑模控制方法需要40 ms 才能平抑電動汽車雙向DC-DC 變換器的功率波動。由此說明，本文所提出的控制方法能夠大大提高雙向DC-DC 變換器輸入電壓的穩(wěn)定性。

圖8 給出了在Buck 模式下采用不同控制方法時(shí)，負(fù)載跳變對雙向DC-DC 變換器輸出功率波形的影響。

圖8 不同方法在變換器負(fù)載跳變時(shí)的輸出功率波形Fig.8 Output power waveform of different methods in converter load hopping

由圖8 的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，電動汽車啟動2 ms 之后雙向DC-DC 變換器負(fù)載開始發(fā)生跳變，滑?？刂品椒ㄐ枰? ms 以上才能完成功率波動平抑； 本文所提出的控制方法只需耗時(shí)4.2 ms就能將電動汽車雙向DC-DC 變換器負(fù)載跳變恢復(fù)到穩(wěn)定狀態(tài)。另外，滑?？刂品椒ㄔ谄揭重?fù)載跳變過程中存在較大的功率波動，對電動汽車雙向DC-DC 變換器負(fù)載突變的抗干擾性能相當(dāng)差。由此說明，本文所提出的控制方法在響應(yīng)速度方面和抗負(fù)載跳變干擾性能方面都具有明顯優(yōu)越性。

3 結(jié)束語

針對當(dāng)前雙向DC-DC 變換器控制方法抗干擾性能差，響應(yīng)速度慢的缺陷，提出一種基于多模態(tài)控制技術(shù)的雙向DC-DC 變換器控制方法。 通過仿真驗(yàn)證表明，在不同工況下，與滑模控制方法相比，本文所提出的控制方法在抗干擾性能方面、穩(wěn)定性能方面和系統(tǒng)響應(yīng)速度方面，均顯示出優(yōu)越性與有效性，能夠?qū)崿F(xiàn)電動汽車雙向DC-DC變換器功率波動的平抑控制。