姜 華

(上海大學,上海200135)

0 引 言

對于新能源汽車來說,其驅動系統(tǒng)的核心就是驅動電機,驅動電機的性能優(yōu)劣直接決定了新能源汽車性能好壞。隨著新能源汽車的不斷發(fā)展,新能源驅動電機呈現(xiàn)出向高功率、小體積、高轉速方向發(fā)展。伴隨電機工藝及設備的成熟,電機繞組由圓銅線設計逐漸向發(fā)卡式扁銅線繞組設計發(fā)展。

發(fā)卡式扁銅線電機有以下優(yōu)點:槽滿率高,散熱性好,繞組端部短,體積小。事物均有兩面性,扁銅線電機也有一些缺點:集膚效應大,不利于系列化,對扁銅線漆膜要求高,對量產設備要求高。

扁銅線電機在很多行業(yè)都有應用,如大功率異步電動機、礦山電機、風力發(fā)電機、火力發(fā)電機、大功率牽引電機、機車電機等。因為這些電機頻率低,用基于等效電路的場計算方法能夠滿足工程應用。但隨著新能源汽車電機頻率的不斷提高,基于等效電路的場計算方法完全不能滿足其要求,單純的2D有限元仿真計算方法已經(jīng)不能準確計算其交流損耗[1]。因此,提高扁銅線電機繞組的交流損耗計算精度就顯得尤為重要。

本文以行業(yè)內最常用的ANSYS Maxwell仿真軟件介紹扁銅線繞組交流損耗的計算方法。

目前,行業(yè)內較準確的計算方法,是按照實物建立3D仿真模型,但3D仿真模型對計算機工作站配置性能要求高,計算時間長,對于一般工程應用來說不太適用。如果擁有小型的超級計算中心,那么方案的校核精確計算可以直接用3D模型完成。如何提高2D仿真模型的計算精度,以達到工程計算的要求,本文利用2D仿真模型和外電路的聯(lián)合仿真方法實現(xiàn)交流損耗的計算。

1 建立外電路

用ANSYS RMxprt自動生成的2D模型,無論扁銅線繞組設置多少匝、多少根并繞,軟件生成的都是等效兩層的矩形導體,如圖1所示,且導體類型均等效為“stranded”設置[2],如圖2所示。

圖1 等效生成繞組2D模型

圖2 繞組設置

直接利用ANSYS RMxprt生成的2D模型計算扁銅線交流損耗,當電源頻率很低(fr≤50 Hz)時,其準確性還能滿足工程要求。但隨著頻率升高,負載點的交流損耗計算精度越來越低,尤其是考慮控制器輸出電源PWM諧波含量時,交流損耗計算的精度完全不能滿足工程要求。

如果是兩層繞組,且并聯(lián)支路數(shù)a=1,將繞組類型設置更改成solid后,可以提高其交流損耗的計算準確性。但需要注意的是,直接用ANSYS RMxprt生成的2D導體模型的長、寬尺寸與設計尺寸不相同。為了提高計算精度,直接在Maxwell 2D中按設計尺寸建立繞組2D模型。

如果是多層扁銅線繞組,且并聯(lián)支路數(shù)a≥2時,直接用ANSYS RMxprt自動生成的2D模型即使將繞組設置改成solid后,也不能準確地計算,因為ANSYS Maxwell電源激勵設置只能對一條并聯(lián)支路進行電源設置。當2D模型將每層繞組都按實物分布在槽中時(以激勵為電壓源、繞組為Y接、并繞根數(shù)為2的4層繞組為例),等效模型如圖3所示。

圖3 自建4層扁銅線繞組

如果1層、2層繞組為獨立的支路LA1,3層、4層繞組為獨立的支路LA2,另外,B相、C相繞組以相同的規(guī)律分支路,此時需要利用外電路建立2D模型。利用ANSYS Maxwell直接建立外電路,如圖4所示。

圖4 外電路模型

圖5 加電源諧波的外電路

只需要給每相繞組的電壓源賦值,不需要單獨給每條并繞根數(shù)組成的并繞支路(La1、La2)單獨賦值,故聯(lián)合外電路建立模型,如圖5所示,該模型適用多根并繞的復雜繞組形式,或者多條并聯(lián)支路數(shù)的仿真在需要考慮控制器PWM諧波時,可以直接將電壓源中各次諧波加入外電路激勵中[3](為簡化仿真,一般只添加幅值相對較大的電源諧波)。

2 計算繞組端部AC/DC電阻等效系數(shù)

目前,Maxwell 2D軟件當繞組導體設置為solid時,只能對繞組直線部分進行損耗的有限元計算,對于繞組端部沒有進行有限元仿真計算。繞組端部電阻值、端部電感值均是直接輸入進行后處理計算,且輸入的電阻值只是相應繞組溫度下的直流電阻值,沒有考慮扁銅線在不同頻率下的交流電阻值。為了提高計算精度,在計算繞組總交流損耗時,繞組端部需要考慮交流損耗。在有、無鐵心情況下,扁銅線繞組交流電阻系數(shù)相差很大,Kbar?Kend,所以不能直接將直線部分的繞組交流電阻系數(shù)Kbar直接用于繞組端部的交流電阻系數(shù)Kend。

繞組端部不用建立3D端部模型計算,原因是3D計算耗費時間太長。直接用繞組直線部分的2D模型等效計算繞組端部交流電阻隨著頻率變化的系數(shù),此時的繞組模型只有電樞繞組,沒有鐵心。此種狀態(tài)下與實物繞組端部在分相上是一樣的,但空間分布不完全一樣,通過理論計算與實測數(shù)據(jù)對比,這種等效計算方法能夠滿足工程應用要求。

無鐵心情況下扁銅線繞組2D模型如圖6所示(電樞繞組分相與實物一致)。

圖6 只保留繞組的2D模型

先計算扁銅線直線部分其直流電阻損耗,然后計算在不同頻率下的交流電阻損耗,兩者比值作為扁銅線電機端部繞組的AC/DC電阻系數(shù)。扁銅線繞組端部AC/DC電阻系數(shù)曲線如圖7所示。

圖7 電樞繞組端部AC/DC電阻系數(shù)

3 仿真計算繞組總的AC電阻損耗

先計算出端部繞組的直流電阻值,然后通過端部繞組的等效AC/DC電阻系數(shù),計算出相應電源頻率下的繞組端部的每相交流電阻值,最后代入外電路Rac中進行聯(lián)合仿真計算。

因為Maxwell 2D中,仿真結果中的solidloss只是扁銅線繞組直線部分的交流損耗值,故需后處理繞組的端部交流損耗值。即:

式中:Irms為負載工況下的相電流有效值;Rac為負載工況下繞組端部的每相交流電阻。

負載工況下整個扁銅線繞組的交流損耗等于端部繞組的交流損耗與直線部分的交流損耗之和。即:

式中:pbar為負載工況下繞組直線部分的交流損耗值,即仿真結果中繞組的solidloss。

然后,計算負載工況下的直線部分交流損耗pbar,即可推出直線部分的AC/DC電阻系數(shù)。將繞組直線部分AC/DC電阻系數(shù)和端部AC/DC電阻系數(shù)按每相繞組直線部分和端部的長度之比,即可計算出整個繞組的AC/DC電阻系數(shù)。負載工況下(低頻、中頻、高頻所對應的9個不同工況)仿真和實測對比結果如表1所示。通過仿真計算與實測數(shù)據(jù)的對比結果可以看出,仿真計算與實測結果偏差很小,最大相差7%。

通過實驗樣機測試,電樞繞組溫度為60℃時,得到電樞繞組在不同頻率下AC/DC電阻系數(shù),如圖8所示。

4 電機仿真和實測AC/DC電阻系數(shù)對比

先計算出繞組直線部分的直流電阻Rdc,然后在負載工況下仿真計算出相電流Irms,即可計算出直線部分直流電阻損耗值[4]:

圖8 60℃ 時實測AC/DC電阻系數(shù)

表1 仿真和實測電樞繞組AC/DC電阻系數(shù)(60℃)

5 結 語

對于發(fā)卡式扁銅線電機交流損耗的計算,此種利用ANSYS Maxwell 2D仿真計算的方法能夠在較短的時間內達到工程應用的要求。當然,如果需要更精確的模型校核計算,可以考慮建立3D模型,利用配置高的工作站校核計算。此方法可以加入電源部分PWM諧波進行仿真,但沒有考慮電機參數(shù)對控制器PWM諧波的影響。如需考慮其影響,則需利用Simulink搭建控制器逆變電路進行聯(lián)合仿真,并需要將控制器控制策略置入其中,目前對整個電機系統(tǒng)的聯(lián)合仿真軟件還不夠成熟。