劉伯文，梁劍鋒，崔 平

(中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

衛(wèi)星通信采用微波頻段，且一顆衛(wèi)星上可設(shè)置多個(gè)轉(zhuǎn)發(fā)器，故通信容量大。以前衛(wèi)星通信的常用頻段是C頻段和Ku頻段，可用帶寬為500 MHz，近年來正在向Ka頻段甚至40～60 GHz高頻段發(fā)展[1]，Ka頻段衛(wèi)星通信因其具有可提供帶寬大、通信容量大、波束窄和終端尺寸小等特點(diǎn)，軌道平面內(nèi)可容納的衛(wèi)星多和抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)勢成為未來衛(wèi)星通信的必然趨勢[2]。

Ka頻段發(fā)射機(jī)作為衛(wèi)星地球站發(fā)射系統(tǒng)中的核心設(shè)備，其將上變頻功能和功率放大功能集成在一起。其中，Ka頻段上變頻模塊實(shí)現(xiàn)將中頻信號上變頻為Ka頻段信號的功能，文獻(xiàn)[3-4]實(shí)現(xiàn)了中頻信號到Ka頻段信號的上變頻，但Ka頻段信號帶寬較窄。本文提出的Ka頻段上變頻模塊將C頻段中頻信號(2.0～4.0 GHz)上變頻為Ka頻段信號，Ka頻段信號包括中繼頻段(25.0～27.0 GHz)和通信頻段(29.0～31.0 GHz)，國內(nèi)外尚無同類產(chǎn)品。

1 Ka頻段上變頻模塊總體設(shè)計(jì)

Ka頻段上變頻模塊設(shè)計(jì)應(yīng)遵循以下原則：

① 變頻方案選擇：優(yōu)先選擇一次變頻，如果一次變頻不能滿足，再選擇多次變頻[5]；

② 本振頻率選?。菏紫?，本振頻率應(yīng)滿足相噪指標(biāo)要求，這就要求該本振頻率可采用較高的鑒相頻率；其次，本振頻率不能使輸出帶寬內(nèi)產(chǎn)生較大的相關(guān)或無關(guān)雜散；

③ 器件選?。航Y(jié)合整機(jī)功能和性能要求，選擇合適的器件(放大器、衰減器等)；

④ 鏈路指標(biāo)分配：當(dāng)組合雜散不可避免時(shí)，要注意對鏈路增益進(jìn)行合理分配。

結(jié)合以上原則，Ka頻段上變頻模塊最終采用一次變頻方案，原理框圖如圖1所示。首先，高通濾波器將10 MHz參考信號和C中頻信號隔離開來，10 MHz信號經(jīng)過參考鏈路支路后為本振電路提供參考信號；C中頻信號經(jīng)過數(shù)控衰減器、模擬衰減器、放大器和衰減器后與本振信號進(jìn)行混頻，得到Ka頻段信號；最后，Ka頻段信號經(jīng)過放大器、隔離器和濾波器后，輸出到發(fā)射機(jī)的驅(qū)動(dòng)放大器。

中繼Ka頻段對應(yīng)的鏈路為低本振，通信Ka頻段對應(yīng)的鏈路為高本振。這樣，不僅滿足指標(biāo)要求，且輸出Ka頻段信號不需要進(jìn)行分段濾波，節(jié)省了空間和成本，提高了可靠性。

圖1 Ka頻段上變頻模塊原理

2 關(guān)鍵電路實(shí)現(xiàn)

2.1 參考鏈路方案

參考鏈路的核心是參考鎖相電路，如果采用10 MHz作為參考信號直接鎖定Ka頻段本振，由于倍頻次數(shù)較高，相噪遠(yuǎn)不能滿足指標(biāo)要求，最終確定的方案框圖如圖2所示。輸入信號中包含了C中頻信號與10 MHz參考信號。首先，通過LC帶通濾波器將10 MHz預(yù)選出來；其次，通過低通濾波器濾除遠(yuǎn)端雜波，帶通和低通濾波器也起到增大參考信號與C頻段信號隔離度的作用；然后，10 MHz信號進(jìn)行放大，以達(dá)到鎖相晶振的輸入?yún)⒖茧娖揭螅蛔罱K，10 MHz作為參考信號輸入到鎖相晶振，晶振輸出100 MHz，其作為本振電路的參考信號。該100 MHz信號倍頻到Ka頻段后，相噪滿足指標(biāo)要求。

圖2 參考鏈路原理

2.2 頻率合成方案

頻率合成方案主要分為3類：直接頻率合成、鎖相頻率合成(PLL)和直接數(shù)字頻率合成[6]，其中PLL又分為單環(huán)方案[3]和多環(huán)方案[7]。本文采用單環(huán)PLL+倍頻的方案，如圖3所示。

圖3 本振原理

單環(huán)PLL采用基于HMC704的鎖相合成技術(shù)，鎖相環(huán)的參考信號為100 MHz，環(huán)路濾波器為有源低通濾波器，VCO輸出頻率范圍11.0～11.5 GHz。單環(huán)PLL輸出11.0 GHz和11.5 GHz兩個(gè)頻點(diǎn)，其需要進(jìn)行放大以達(dá)到倍頻器的驅(qū)動(dòng)電平。

文獻(xiàn)[8]中設(shè)計(jì)了輸出頻率為26.5～40 GHz的二倍頻器，但其體積較大，且不能實(shí)現(xiàn)三倍頻的功能，文獻(xiàn)[9]中將五倍頻器應(yīng)用到本振電路中，但不具備同時(shí)二倍頻和三倍頻的功能。在此Ka頻段上的變頻模塊中，倍頻器選用MMIC-1芯片，這款芯片可以作為放大器或倍頻器使用，區(qū)別在于柵壓Vg和Vg1的選取。當(dāng)用作倍頻器時(shí)，其兼具了二倍頻器和三倍頻器的功能，11.0 GHz和11.5 GHz兩個(gè)本振頻點(diǎn)分別通過三倍頻和二倍頻得到了33.0 GHz和23.0 GHz的本振信號。MMIC-1供電示意如圖4所示。

圖4 MMIC-1供電示意

2.3 開關(guān)濾波方案

本振倍頻輸出含有基波和高次諧波頻率，需要從眾多頻譜分量中提取出2次分量(23.0 GHz)或3次諧波分量(33.0 GHz)，且為了消除不同次諧波分量的相互干擾，本振信號最終采用開關(guān)分段濾波的形式，如圖5所示。

圖5 開關(guān)濾波示意

開關(guān)選用單片集成反射式單刀雙擲開關(guān)BW129，能夠提供大于25 dB的隔離度和小于2.5 dB的插入損耗。

濾波器采用薄膜工藝，在厚度10 mil，介電常數(shù)9.8的陶瓷板上制作，制作流程包括基板清洗、濺射、光刻、電鍍、去膠和刻蝕等工序[10]。要嚴(yán)格控制加工過程中的誤差，因?yàn)楫?dāng)誤差達(dá)到一定程度，電路性能會(huì)惡化[11]。微帶濾波器常采用平行耦合線結(jié)構(gòu)[12-13]和交指型結(jié)構(gòu)[14]，考慮到在陶瓷板上加工過孔困難，本文采用平行耦合線結(jié)構(gòu)。利用仿真軟件Ansoft Designer和Ansoft HFSS對模型進(jìn)行協(xié)同仿真和優(yōu)化。二倍頻濾波器中心頻率為23.0 GHz，三倍頻濾波器中心頻率為33.0 GHz，2種濾波器仿真曲線如圖6和圖7所示。

圖6 二倍頻濾波器仿真曲線

圖7 三倍頻濾波器仿真曲線

2.4 微帶—波導(dǎo)過渡方案

考慮到末端波導(dǎo)隔離器和波導(dǎo)濾波器均為波導(dǎo)接口，而Ka頻段放大器輸出為薄膜微帶電路，所以需要在模塊末端添加微帶—波導(dǎo)過渡結(jié)構(gòu)。常見的微帶—波導(dǎo)過渡結(jié)構(gòu)包括：階梯脊波導(dǎo)過渡、耦合探針過渡[15]和對脊鰭線過渡[16]等。階梯脊波導(dǎo)結(jié)構(gòu)加工復(fù)雜，損耗較大；耦合探針結(jié)構(gòu)因波導(dǎo)出口方向與微帶電路方向垂直，與實(shí)際使用要求相沖突；而對脊鰭線過渡結(jié)構(gòu)簡單，成本低，輸入輸出信號方向一致，符合工程需要，最終選擇對脊鰭線過渡作為過渡模型。微帶—波導(dǎo)鰭線過渡結(jié)構(gòu)如圖8所示，運(yùn)用仿真軟件Ansoft HFSS對模型的傳輸(S21)和駐波(S11)性能進(jìn)行仿真，仿真曲線如圖9所示。

圖8 微帶—波導(dǎo)鰭線過渡結(jié)構(gòu)

圖9 鰭線過渡仿真曲線

2.5 測試結(jié)果

在常溫(+25 ℃)、低溫(-40 ℃)和高溫(+70 ℃)下，用SK3325直流電源、Anritsu 54147A標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)分析儀、Agilent E8257D信號源和Agilent N9030A頻譜儀對模塊進(jìn)行了全面測試。其中相位噪聲測試曲線如圖10所示，實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致。

圖10 模塊相位噪聲曲線

該模塊的本振頻率可在23.0 GHz和33.0 GHz兩個(gè)頻點(diǎn)間切換，使得輸出頻率范圍覆蓋了中繼頻段(25.0～27.0 GHz)和通信頻段(29.0～31.0 GHz)，而文獻(xiàn)[3]只覆蓋了通信頻段(29.4～31.0 GHz)；得益于參考信號的處理，輸出信號在100 kHz處的相位噪聲指標(biāo)優(yōu)于-100 dBc/Hz，與文獻(xiàn)[4]相比有明顯改善。

3 結(jié)束語

本文提出了一種寬帶Ka頻段上變頻模塊的設(shè)計(jì)方案，模塊的實(shí)測結(jié)果進(jìn)一步驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性。該模塊已在工程中得到應(yīng)用，性能穩(wěn)定可靠，有廣泛的應(yīng)用前景。在該模塊方案的基礎(chǔ)上，外加多環(huán)的頻率合成方案，可實(shí)現(xiàn)Ka頻段輸出信號帶寬更寬、相噪更低的上變頻模塊。