沈海偉 楊亦武

（1.海軍裝備部駐上海地區(qū)第二軍事代表室 上海 200120）（2.江蘇自動化研究所 連云港 222006）

1 引言

短波通信又稱高頻通信，廣泛應用于各類艦船的通信系統(tǒng)中。但是短波通信一直存在著傳輸速率不高、通信的可靠性和穩(wěn)定性較差、容易受到干擾等明顯缺陷。因此對于艦載短波通信來說，通信質量的改善和數(shù)據(jù)傳輸速率的提高一直是研究的重點。

短波通信即使工作于最佳工作頻率，在信號傳輸過程中，不可避免地會受到多徑效應、衰落、多普勒頻移等因素的影響，從而使信號出現(xiàn)失真現(xiàn)象。

為了保證通信質量，提供數(shù)據(jù)傳輸速率。人們開始研究多音并行調制解調體制。其技術在硬件方面較易實現(xiàn)，應用廣泛，用于傳輸高速數(shù)據(jù)信號。它的設計思路是把高速串行信道劃分成許多低速的并行信道，多個副載波在短波信道的有效帶寬（300Hz～3000Hz）內并行傳輸數(shù)據(jù)信息。從而減小實際傳輸速率，增加了碼元寬度，使其遠遠超過多徑時延，從而降低多徑的影響。同時，一般還會使用前向糾錯編碼、分集、多普勒頻移校正等技術作為抗干擾的手段。

本文的主要設計了一個39 音并行調制解調器，根據(jù)美軍標MIL-STD-188-110B，計算分析了最優(yōu)的參數(shù)，采用一些先進的抗干擾技術，有效提升短波通信系統(tǒng)的性能。并利用Matlab 仿真進行了驗證。

2 短波多音并行系統(tǒng)

MIL-STD-188-110B 提出了并行體制結構，作為美軍現(xiàn)役的短波通信技術標準，涵蓋了戰(zhàn)術通信和長距離通信，指導了新的數(shù)據(jù)調制解調器的設計，目的是為了確保通信系統(tǒng)的性能下限以及保證在指定傳輸信道條件下不同通信系統(tǒng)的兼容性。

2.1 短波39音并行體制

短波多音并行系統(tǒng)的核心技術是正交頻分復用（OFDM）技術，OFDM 技術是多載波調制技術的一種，它的概念主要來源于頻分復用和多載波傳輸技術。其基本思想是在頻域內對所給信道進行劃分，原始信道被分成互相之間保持正交的多個子信道。

短波多載波并行調制解調的主要技術思路是通過延長碼元寬度，降低多徑效應對數(shù)據(jù)傳輸?shù)挠绊?；通過插入循環(huán)前綴盡可能隔離前后碼元的碼間干擾；通過對多個子載波并行調制，在有效帶寬內實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸。其本質是通過波形設計，適應多徑信道條件。短波多載波并行調制解調經(jīng)過多年發(fā)展，美軍頒布的MIL-STD-188-110B 標準中的附錄B 規(guī)定的39 音并行體制成為經(jīng)典的短波數(shù)據(jù)傳輸波形。

2.2 系統(tǒng)設計

首先討論39 音的選取。以同步數(shù)據(jù)長交織傳輸方式為例，最高傳輸速率為2400bps。采用有限域GF（24）上的RS（14，10）碼，碼率為10/14；交織時間為4.8s，則每個交織塊的大小為2400×4.8=11512bit，且每個交織塊包含11512/（4×10）=288 個RS（14，10）碼字，對應的交織深度為288；在每個交織塊前，插入用于群同步的長為521bit 的m 序列，由于群同步序列不需要進行編碼，所以在一個4.8s的交織塊內共傳輸了512+4×288×14=16640bit 數(shù)據(jù)，這樣信道實際傳輸速率為16640/4.8=3466.67bps，當子載波碼元寬度Tb=22.5ms 時，可以得到子載波的符號速率為1/Tb=44.44 波特，各子載波均采用QDPSK 調制方式，則所需的子載波個數(shù)為3466.67/（44.44×2）=39個。

根據(jù)奈奎斯特采樣定理，要求fs≥2×fmax，其中fmax表示采樣信號的最高頻率。由于濾波器的阻帶特性非理想，要求fs＞2×fmax。同時，fs過大會增加后續(xù)信號處理的復雜度，所以取fs=2.4×fmax=7200Hz。

在多載波并行數(shù)據(jù)傳輸中，可用IFFT 和FFT方法有效實現(xiàn)信號的調制和解調，為保證發(fā)端輸出為實序列，則進入IFFT 運算的序列必須具有對稱性。當子載波個數(shù)為L時，IFFT和FFT點數(shù)N ≥2×L，同時為了便于采用基-2 的FFT 運算，要求N 為2的冪次方。當L=39 時，取N=128，即用128 點IFFT和FFT完成信號的調制和解調。

當采樣速率為7200Hz 時，子載波頻率間隔為Δf = 56.25Hz。此時幀速率為1/Tb= 44.44Hz，由于1/Tb<Δf，可以滿足各子載波正交性要求。

對于fs=7200Hz 采樣速率，采用128 點IFFT 變換得到的調制信號持續(xù)時間為128/7200=17.78ms，則用于前后碼元隔離的循環(huán)前綴多徑保護時間TCP=22.5-17.78=4.72ms，相當于34 個樣點。即每幀信號由162 點組成，其中34 點用于多徑保護，可有效隔離小于34/7200=4.722ms的多徑干擾。

根據(jù)上文分析，本文設計的多載波并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中共使用了40個不同的子載波，其第7個子載波為多普勒校正跟蹤音，用于載波同步跟蹤及頻差校正；第12到第50個子載波用于傳輸數(shù)據(jù)，稱為數(shù)據(jù)音；第11 個子載波對應的位置用于同步跟蹤參考。39 個數(shù)據(jù)音，每個攜帶2bit 信息，每幀含78bit信息，各單音間距為56.25Hz。

多載波并行數(shù)據(jù)傳輸?shù)男盘柛袷饺鐖D1 所示，由同步頭序列、群同步序列、數(shù)據(jù)碼塊、填充數(shù)據(jù)及結尾序列（EOM）組成。

圖1 多載波并行數(shù)據(jù)傳輸?shù)男盘柛袷?/p>

2.3 系統(tǒng)主要技術參數(shù)

結合2.2 的系統(tǒng)設計，本文選取信道速率為3466bps 的通信系統(tǒng)作為研究對象，設計該系統(tǒng)的主要技術參數(shù)。本文設計的通信系統(tǒng)數(shù)據(jù)速率共有2400bps，1200bps，600bps，300bps，150bps，75bps等6 種選項，頻率范圍為675Hz～2812.SHz，頻率間隔56.25Hz，這樣共有39 個數(shù)據(jù)音被用來傳輸數(shù)據(jù)。同時采用一個頻率為393.75Hz 的單頻未調制多普勒音，用于校正頻率偏差。為了增強系統(tǒng)的抗干擾能力，在數(shù)據(jù)速率為2400bps 時采用RS（14，10）碼作為前向糾錯編碼，數(shù)據(jù)速率小于2400bps時采用RS（7，3）碼作為前向糾錯編碼。并且在數(shù)據(jù)速率為1200bps 時，采用f12～f18與f44～f50兩重頻率分集方式，在數(shù)據(jù)速率為300bps 時，采用兩重時間分集方式，在數(shù)據(jù)速率為150bps 時，采用四重時間分集方式，在數(shù)據(jù)速率為75bps 時，采用八重時間分集方式。

系統(tǒng)調制時采用IFFT 變換完成多載波信號合路。數(shù)據(jù)速率為2400bps，1200bps 時采用QDPSK調制；數(shù)據(jù)速率為600bps～75bps 時采用2DPSK 調制。系統(tǒng)解調時采用FFT變換完成多載波信號分路。

根據(jù)上文分析，系統(tǒng)的采樣速率fs=7200Hz，定時精度≤1×10-6，幀速率為44.44 幀/s，碼元長度為22.5ms，多徑保護時間為4.72ms，接收端有效FFT信號累積時間為17.78ms。

關于信號檢測和載波同步，本系統(tǒng)通過14幀4音信號在315ms內完成信號檢測和載波同步，最大校正頻偏為±75Hz。同時系統(tǒng)在通信過程中可自動跟蹤多普勒頻移，最大頻偏跟蹤速率為3.5Hz/s。

系統(tǒng)最終能夠達到的白噪聲性能指標為，在2400bps速率條件下，SNR=8dB時，誤碼率小于10-4；在1200bps速率條件下，SNR=6dB時，誤碼率小于10-4。

2.4 系統(tǒng)基帶實現(xiàn)

本文設計的短波39 音并行系統(tǒng)基帶實現(xiàn)的功能框圖如圖2所示。

圖2 短波39音并行系統(tǒng)基帶實現(xiàn)框圖

其中信道編譯碼部分根據(jù)數(shù)據(jù)的不同傳輸速率選擇不同的編碼方式進行信道編譯碼，有GF（24）域的RS（14，10）碼和RS（7，3）碼兩種編碼方式。為了接收端需要準確定位超級塊的邊界，通過插入幀同步序列和幀同步處理，來實現(xiàn)正確的解交織和譯碼。用IFFT/FFT 分別實現(xiàn)OFDM 調制和解調。發(fā)端在每一次發(fā)送數(shù)據(jù)前，都會添加一段同步頭以用于信號識別，這樣收端就能夠通過是否成功捕獲同步頭來判斷發(fā)端是否發(fā)送信號，只有當同步頭被捕獲成功時，收端才可以接收和上傳數(shù)據(jù)。在解調前，需要通過必要的同步手段來準確界定符號的邊界，這一確定邊界的方法就被稱為符號同步。同步的好壞直接影響解調的性能。模數(shù)變換和數(shù)模變換的功能主要是在時域內對OFDM 調制信號進行濾波和采樣數(shù)字化。使信號便于在信道中傳輸，有利于下一步對數(shù)字信號的處理。

3 短波多音并行系統(tǒng)仿真

3.1 系統(tǒng)仿真設計

由于本文設計的短波多音并行系統(tǒng)性能的提升體現(xiàn)在調制解調部分，所以本次仿真主要對該部分進行模擬?；谠摷夹g，對采用不同抗干擾技術和不同信道條件下的系統(tǒng)進行仿真，完成性能分析。仿真的系統(tǒng)框圖如圖3所示。

圖3 并行調制解調器系統(tǒng)框圖

其中輸入數(shù)據(jù)流為原始數(shù)據(jù)經(jīng)過RS編碼和交織后得到的數(shù)據(jù)流，輸出數(shù)據(jù)流再經(jīng)過解交織和譯碼就恢復出了最初的發(fā)送數(shù)據(jù)。系統(tǒng)根據(jù)輸入數(shù)據(jù)流與輸出數(shù)據(jù)流來統(tǒng)計系統(tǒng)的誤碼率。導頻類型選擇了梳狀導頻。采用了高斯信道和帶多普勒頻移的瑞利衰落信道兩種信道模型。

3.2 仿真結果分析

調制解調器的基本要求之一便是要正確傳輸數(shù)據(jù)，因此本次仿真主要關注了不同信道條件下對系統(tǒng)誤比特率（Bit Error Rate，BER）的影響。

誤比特率表示數(shù)據(jù)經(jīng)過信道傳輸之后，接收端收到的數(shù)據(jù)與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)相比，發(fā)生錯誤的比特數(shù)占發(fā)送端總發(fā)送比特數(shù)的比例。即誤比特率=接收出現(xiàn)差錯的比特數(shù)/總的發(fā)送的比特數(shù)。

以下對不同信道條件下的系統(tǒng)性能進行了分析。

3.2.1 信道估計對誤碼率的影響

無線通信系統(tǒng)的性能與無線信道密切相關，如陰影衰落和選擇性衰落等都會對使信號從發(fā)端到收端的傳播路徑變得非常復雜，對無線通信系統(tǒng)的性能造成影響。信道估計就是估算發(fā)端天線到收端天線之間的無線信道的頻率響應。由于通過信道傳輸之后的接收信號產(chǎn)生了相位和幅度的變化并且疊加了AWGN，因此可以根據(jù)該接收信號來了解信道的時域或頻域傳輸特性。

對于OFDM 系統(tǒng)，我們需要估計出每個子載波上的頻率響應值Hk，k=0，1，2，…，N-1。信道估計其實就是對輸入信號影響的一種數(shù)學表示。一般的信道估計過程如圖4所示。

圖4 一般的信道估計過程

信道估計算法按照估計的準則來分，可分為最小二乘估計（LS）和最小均方誤差估計（MMSE）。本文仿真采用了最小二乘法。

圖5 高斯信道下有無信道估計的誤碼率曲線

圖5 中*標曲線表示系統(tǒng)在高斯白噪聲干擾下沒有進行信道估計的誤碼率曲線，○標曲線表示系統(tǒng)在高斯白噪聲干擾下進行LS 信道估計的誤碼率曲線。從兩條曲線可以看出，若進行LS 信道估計，當SNR=7dB 時系統(tǒng)即無誤碼，若不進行信道估計，當SNR=9dB時系統(tǒng)才無誤碼。

由此可以看出，本文設計的系統(tǒng)中采用信道估計算法可以顯著改善系統(tǒng)的誤碼率。

3.2.2 保護間隔對誤碼率的影響

本文在設計系統(tǒng)時為了有效對抗多徑時延擴展，同時能夠最大程度地避免符號間干擾，采用了插入循環(huán)前綴和保護間隔的方法，并做了仿真分析。

圖6 有無保護間隔的誤碼率曲線

圖6 中*標曲線表示信號有循環(huán)前綴和保護間隔的誤碼率曲線，○標曲線表示信號沒有循環(huán)前綴和保護間隔的誤碼率曲線。由圖可以看出，有循環(huán)前綴和保護間隔的信號的誤碼率明顯較低，循環(huán)前綴和保護間隔能夠將系統(tǒng)的誤碼性能提升2-3dB。

3.2.3 高斯信道與瑞利衰落信道的誤碼率對比

圖7 中*標曲線表示信號經(jīng)過高斯信道的誤碼率曲線，○標曲線表示信號經(jīng)過多徑數(shù)為3 的瑞利衰落信道誤碼率曲線。由圖可以看出，在低信噪比時，是否存在瑞利衰落已經(jīng)不會明顯影響到系統(tǒng)的整體性能，本文設計的并行調制解調系統(tǒng)可以顯著對抗瑞利衰落帶來的性能下降。

圖7 多徑數(shù)為3的瑞利衰落信道與高斯信道的誤碼率曲線

3.2.4 多徑數(shù)對誤碼率的影響

圖8 中*標曲線表示信號經(jīng)過多徑數(shù)為3 的瑞利衰落信道誤碼率曲線，○標曲線表示系統(tǒng)經(jīng)過多徑數(shù)為6 的瑞利衰落信道誤碼率曲線。從圖中可以看出，多徑數(shù)給系統(tǒng)的整體性能帶來的影響有限，本文設計的系統(tǒng)可以有效降低由于多徑數(shù)目增大而導致的通信系統(tǒng)整體性能下降的程度。

圖8 不同多徑數(shù)的瑞利衰落信道的誤碼率曲線

3.2.5 多徑時延對誤碼率的影響

圖9 中的兩條曲線均為信號經(jīng)過多徑數(shù)為的瑞利衰落信道誤碼率曲線，其中*標曲線比○標曲線的多徑時延要稍大。從圖中可以看出，當SNR較小時，兩者的誤碼率基本相同，當SNR變大時，誤碼率不再相等，但是差別也不大。這就是因為當多徑時延長度小于保護間隔長度時，各多徑時延對系統(tǒng)造成的誤碼幾乎相等，當多徑時延長度變大時，不再相等。

圖9 不同多徑時延的瑞利衰落信道的誤碼率

從上述仿真可以看出，對于多徑時延，本文設計的系統(tǒng)能夠顯著降低其對通信系統(tǒng)誤碼率的影響，有效提高系統(tǒng)性能。

4 結語

本文研究了短波39 音并行調制解調技術，完成了短波并行通信系統(tǒng)的結構設計，根據(jù)美軍標MIL-STD-188-110B，進行了系統(tǒng)參數(shù)的具體分析和論證?；贛atlab 完成并行調制解調器的計算機仿真，并且討論了多種因素對系統(tǒng)誤碼性能的影響。

從仿真結果可以看出，本文設計的短波多音并行調制解調系統(tǒng)可以有效對抗不同類型的干擾，顯著提高通信質量及其穩(wěn)定性。