李銷，林積涵，馬齊成

（廣州汽車集團股份有限公司汽車工程研究院，廣東 廣州 511434）

引言

開關電源芯片就是利用電子開關器件（如晶體管、場效應管、可控硅閘流管等），通過控制電路，使電子開關器件不停地“接通”和“關斷”，讓電子開關器件對輸入電壓進行脈沖調制，從而實現DC/AC、DC/DC 電壓變換，以及輸出電壓可調和自動穩(wěn)壓。

1 DC/DC 介紹

DC/DC 電源包括同步和非同步DC/DC，同步與非同步DC/DC 的區(qū)別是在整流模式上的不同。從外部電路上看，非同步整流DC-DC 則需要外接肖特基整流二極管（見圖1）；而同步整流DC-DC，外部不需要再接肖特基整流二極管（見圖2）。

非同步的DC/DC在小負載的情況下會進入DCM模式(非連續(xù)導通模式)，此時DC/DC 工作 波形會發(fā)生振蕩，可能會產生較大的輻射干擾，輸入輸出的紋波也較大，在我們的應用中處于DCM 模式的DC/DC 會有比較大的輻射，嚴重影響EMC效果，且干擾的頻點毫無規(guī)律（見圖3）。

圖2 同步的DC/DC， 通過MOS 管續(xù)流（對管）

圖1 非同步的DC/DC， 通過二極管續(xù)流

圖3 不同負載下的振蕩波形

2 開關電源三種工作模式

CCM 連續(xù)導通模式：在一個開關周期內，電感電流從不會到0?；蛘哒f電感從不“復位”，意味著在開關周期內電感磁通從不回到0，功率管閉合時，線圈中還有電流流過。DCM非連續(xù)導通模式：在開關周期內，電感電流總會會到0，意味著電感被適當地“復位”，即功率開關閉合時，電感電流為零。BCM 邊界或邊界線導通模式：控制器監(jiān)控電感電流，一旦檢測到電流等于0，功率開關立即閉合。控制器總是等電感電流“復位”來激活開關。如果電感值電流高，而截至斜坡相當平，則開關周期延長，因此，BCM 變化器是可變頻率系統(tǒng)。其工作過程詳見下圖4。

圖4 開關電源不同工作模式

上圖4 詳細的推導解析：

I ripple=△I/IL＜2(CCM)

I ripple=△I/IL=2(BCM)

I ripple=△I/IL＞2 (DCM 或FCCM)

當IC 工作在BCM 時：

IL=△I/2

△I=[Ton*(Vin-Vout)]/L

Ton=D*(1/f)

(Vin-Vout)D=Vout*(1-D)(忽略了二極管的壓降，所以只是近似計算)

IL=Vout（Vin-Vout）/2(vin*f*L)

3 關于自舉電容

BOOT 和SW 引腳之間的自舉電容提供導通N 溝道MOSFET的柵極電流。該電容的推薦值為10nf，而且應該選用高質量、低ESR 的陶瓷電容?？梢詾樽耘e電容串聯(lián)一個小電阻來延長內部N 溝道MOSFET 的導通過渡時間?？梢允褂?0 到50 歐姆的電阻來延長過渡時間。這有助于降低交換式供電電路的電磁干擾。并非所有的設計都推薦使用這樣的串聯(lián)電阻，因為它會增加開關損耗，使得熱性能方面的設計更加困難。

（1）如下圖5，可通過增大電阻阻值來延長MOSFET 的導通過渡時間，有利于RE 改善。

（2）電阻太大會增加開關損耗，IC 發(fā)熱量增大，甚至損壞IC，SPEC 建議控制在10-50 歐姆，可根據實際情況決定是否采用此方法。

圖5 增大電阻阻值延長MOSFET 的導通過渡時間

4 通過RC 濾波改善輻射

如下圖6 在輸出端加RC 有助于吸收電壓尖峰，改善輻射，可以根據實際情況調試決定是否需要使用。

圖6 通過RC 濾波改善輻射

5 電感值的計算

電感值是有負載電流、紋波電流、最小和最大輸入電壓決定的。為了保證電路工作在聯(lián)系傳導模式CCM，最大的紋波電流IRIPPLE 應該小于最小兩倍的最小負載電路。基本規(guī)則是保持電感電流峰峰紋波大約為標稱輸出電流的30%。這可以在過大輸出電壓紋波和過大元器件尺寸、過高成本之間實現較為合理的平衡。當選擇電感紋波電流時候要保證峰值電流小于“電氣特性”部分給出的最小電流極限值。已知紋波電流的值，可以利用以下共工氏計算電感L 的值：

6 二極管的選擇

二極管選擇應該是在最惡劣情況下的損耗。對BUCK 變換器，若輸入電壓上升，則占空比下降，由于電感平均電流IL依然固定在Io 處，所以二極管平均電流上升。因此，buck變換器中二極管的平均電流在VINMAX 處達到最大。所以可以用普通電感設計的步驟中計算出數值。計算公式如下。

二極管平均電流是ID=IL*(1-D) (所有拓撲)

或等價為 ID=IO*(1-D) (BUCK)

ID=IO (boost 和buck-boost)

由此可得二極管的損耗是

PD=VD*ID=VD*I0 *(1-D) (BUCK)

PD=VD*ID=VD* V0 *(1-D)(boost 和buck-boost)

對于Boost 和BUCK-BOOST 變換器，若輸入電壓上升，則占空比下降，電感平均電流也下降，所以ID 保持IO(boost和buck-boost 變換器的輸出電流必須通過二極管，所以ID必須時刻和IO 相等)。因此，這些變換器中的二極管的平均電流不會受輸入電壓的影響，所以可以用普通電感設計步驟中計算出數值。普通二極管選擇的選擇竅門是使用選定二極管的額定電流至少等于下面給出的最惡劣平均電流的兩倍，這樣可以降低損耗，因為二極管的正向壓降隨其額定電流的上升而降低。

（1）對于Buck 來說二極管的功率：P=VD*Io*（1-D），當輸入電壓最大時其功率損耗達到最大值，故應以最大輸入電壓來評估二極管功率損耗的風險。

（2）穩(wěn)態(tài)下二極管峰值電流：Imax=IL(max)+1/2 Irip -ple(max)，這與電感的峰值電流相同。

（2）二極管的電壓變化速率對EMC 會有影響，速率較慢對有益與EMC，速率太慢會影響DC/DC 正常工作 甚至損壞開關，調試過程中發(fā)下不同二極管對紋波也用影響。

7 輸入輸出紋波

（1）好的環(huán)路有益于減小紋波。

（2）如電源波形出現了振蕩，其紋波很可能不比較大且無規(guī)律，導致輻射比較大。

（3）輸入端增加一個電感構成LC 濾波對紋波及RE 有非常大的改觀，加電感前后會有。對于輸入濾波器，應該盡量選用高質量、低ESR 的陶瓷電容?？紤]到電容容差和電壓效應，多個電容可以并聯(lián)使用。如果預計在LV13603A 的最大額定值附件會出現階躍輸入電壓瞬態(tài)，則應該對VIN 引腳處的自振和可能的電壓尖峰鏡像仔細評估。在這些情況下可能需要一個額外的阻尼網絡或者輸入電壓鉗制。

輸出電容可以現在輸出紋波電壓，為瞬態(tài)加載條件提供充電源。多個電容器可以并聯(lián)使用。具有極低ESR 的陶瓷電容器，可以降低輸出紋波電壓和噪聲尖峰，而并聯(lián)的高ESR電容器則可以為瞬態(tài)加載和卸載提供大容量電容。所以，并聯(lián)的電容器、單個低ESR 的SP 活Poscap 電容器、或者是大陶瓷電容可以提供最優(yōu)整體性能。輸出電容選擇取決于具體應用以及紋波和瞬態(tài)要求。通常推薦使用至少100uf 的電容。輸出電壓紋波估計公式為：

8 結束語

開關電源芯片由于其工作特性，總存在一定的開關頻率，這開關頻率對輻射和傳導都有很大的影響。使用不當，不僅會音響產品本身的性能，而且會影響到周邊產品的性能。故我們在使用開關電源芯片的時候，還是要降低輻射干擾，注意外圍電感和二極管的選型。當然其layout 也對紋波有很大的影響，注意參考芯片規(guī)格書的layout 方式。務必確保開關電源的輸出的紋波足夠小，從而確保產品的性能。