梁曉峰 葉暉

摘 ?要：文章對(duì)比了射頻前端接收機(jī)中傳統(tǒng)的低中頻數(shù)字下混頻器結(jié)構(gòu)，提出了另一種數(shù)字下混頻結(jié)構(gòu)，把傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中的抗混疊濾波器和抽取模塊用積分梳狀濾波器（CIC濾波器）替代，并把積分梳妝濾波器放到下混頻器之前，把CIC濾波器的輸出信號(hào)去和數(shù)字本振進(jìn)行混頻，使下混頻器的工作頻率降低，大大減少了下混頻所需的乘法次數(shù)，并顯著地減小了查找表的大小，有助于節(jié)省芯片的硬件資源。

關(guān)鍵詞：低中頻;下混頻;積分梳狀濾波器

中圖分類號(hào)：TN722.3;TN773 ? ? 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：2096-4706（2019）13-0037-04

A Low IF Down-converter in RF Front-end Digital Receiver

LIANG Xiaofeng1，YE Hui2

（1.Guangzhou Zhono Electronic Technology Co.，Ltd.，Guangzhou ?510630，China;

2.Guangzhou Letswin Microelectronics Co.，Ltd.，Guangzhou ?510663，China）

Abstract：This paper compares the traditional low-IF digital down-converter structure in RF front-end receivers，and proposes another digital down-converter structure. The anti-aliasing filter and decimation module in the traditional structure are replaced by an integral comb filter （CIC filter）. The integrated dressing filter is placed before the down-converter，and the output signal of the CIC filter is mixed with the digital local oscillator. It reduces the frequency of the down-converter，greatly reduces the multiplication times required for down-converter，and significantly reduces the size of the lookup table，which helps to save the hardware resources of the chip.

Keywords：low intermediate frequency;down-converter;integral comb filter

0 ?引 ?言

軟件無(wú)線電的概念是由Joseph Mitola等人在1992年的全美遠(yuǎn)程系統(tǒng)會(huì)議上提出的[1]，其核心思想就是將數(shù)模轉(zhuǎn)換器（ADC/DAC）盡可能地靠近射頻天線端，從而將傳統(tǒng)上由模擬技術(shù)實(shí)現(xiàn)的功能盡量搬移至數(shù)字域，利用數(shù)字電路靈活的可編程特性來(lái)實(shí)現(xiàn)射頻芯片的可重配置功能，同時(shí)以數(shù)字電路區(qū)別于模擬電路的工藝實(shí)現(xiàn)方法和低電壓工作特點(diǎn)，有效地降低了實(shí)現(xiàn)成本和功耗[2，3]。

根據(jù)軟件無(wú)線電的核心思想，可以將射頻前端定義為模擬前端（AFE：Analog Front-End）和數(shù)字前端（DFE：Digital Front-End），兩者之間通過(guò)模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換器（ADC/DAC）連接[3]。數(shù)字前端是指位于ADC/DAC和基帶處理器之間的數(shù)字信號(hào)處理電路，其基本功能包括采樣率轉(zhuǎn)換、信道濾波、各種補(bǔ)償校準(zhǔn)電路和數(shù)字增益控制等。對(duì)于低中頻接收機(jī)，數(shù)字前端的基本功能還應(yīng)包括下混頻。

當(dāng)前主流的射頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)包括超外差接收機(jī)、零中頻接收機(jī)和中頻接收機(jī)，這幾種接收機(jī)結(jié)構(gòu)各有優(yōu)缺點(diǎn)。其中，低中頻接收機(jī)兼具了零中頻接收機(jī)和中頻接收機(jī)的優(yōu)點(diǎn)，既把射頻信號(hào)變到接近直流的低頻信號(hào)，避免了直流成分對(duì)信號(hào)的影響，又具有零中頻接收機(jī)集成度高所占面積小的優(yōu)點(diǎn)。數(shù)字中頻在低中頻接收機(jī)中是非常重要的一部分。數(shù)字中頻具有以下幾方面的優(yōu)點(diǎn)：首先，數(shù)字下混頻可以坐到絕對(duì)正交;第二，利用數(shù)字濾波器可以靈活切換選頻通道，易于處理多帶寬信號(hào);第三，數(shù)字電路元件的一致性好，可消除溫漂和非線性失真問(wèn)題。

1 ?數(shù)字下混頻器原理

數(shù)字下混頻與模擬下混頻的基本原理是一致的，輸入信號(hào)與本振信號(hào)相乘。在模擬混頻器中，有多種因素影響著混頻器輸出信號(hào)的性能，如混頻器的非線性和本振的頻率穩(wěn)定度、邊帶、相位噪聲、溫度漂移等等。這些在數(shù)字下混頻中都得以規(guī)避，在數(shù)字電路的實(shí)現(xiàn)中，下混頻器的頻率、相位等都能得到嚴(yán)格的控制。除此以外，數(shù)字下混頻器的靈活性遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于模擬下混頻器。傳統(tǒng)的數(shù)字正交下變頻結(jié)構(gòu)[4]如圖1所示。

其中數(shù)控振蕩器NCO的作用是產(chǎn)生正交的正余弦數(shù)字本振信號(hào)，數(shù)字本振信號(hào)可以通過(guò)即時(shí)計(jì)算的方法產(chǎn)生，但這將大大增加設(shè)計(jì)的復(fù)雜性，給芯片的面積和功耗也會(huì)帶來(lái)額外地增加。此外，實(shí)時(shí)計(jì)算也會(huì)增加數(shù)字前端的通道延時(shí)，因此數(shù)控振蕩器NCO是不會(huì)采用實(shí)時(shí)計(jì)算的方法的。目前NCO最常見(jiàn)的實(shí)現(xiàn)方法就是查表法（LUT），即事先根據(jù)各個(gè)本振信號(hào)的正弦波相位計(jì)算對(duì)應(yīng)的正弦值，并按相位角度作為地址存儲(chǔ)該相位的正弦值。在系統(tǒng)時(shí)鐘的控制下，由相位累加器對(duì)相位步進(jìn)不斷累加，得到當(dāng)前相位值，將該值作為取樣地址值進(jìn)行查表獲得正弦信號(hào)值，輸出到數(shù)字下混頻器進(jìn)行運(yùn)算。

輸入的I/Q信號(hào)在下混頻器中分別與NCO產(chǎn)生的數(shù)字本振信號(hào)相乘，首先獲得混頻后的I/Q信號(hào)。然后經(jīng)抗混疊濾波器，避免在抽取時(shí)候產(chǎn)生頻譜混疊。最后對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽取以降低速率。然而，這種結(jié)構(gòu)下混頻器在高速時(shí)鐘下工作，對(duì)數(shù)字本振的采樣點(diǎn)數(shù)將大大增加，導(dǎo)致下混頻所需的運(yùn)算量也隨之增加，額外的增加了芯片的面積和功耗。

2 ?設(shè)計(jì)方案與實(shí)現(xiàn)

本文根據(jù)上述的內(nèi)容，提出另一種數(shù)字下混頻結(jié)構(gòu)，抗混疊濾波器和抽取模塊用積分梳狀濾波器（CIC濾波器）替代，并把積分梳妝濾波器放到下混頻器之前，把CIC濾波器的輸出信號(hào)去和數(shù)字本振進(jìn)行混頻，如圖2所示。

上述結(jié)構(gòu)用于多信道帶寬的設(shè)計(jì)時(shí)，優(yōu)勢(shì)尤為突出。根據(jù)軟件無(wú)線電的思想，數(shù)字前端的可編程性和可重配置能力十分重要。由于每種信道帶寬不會(huì)同時(shí)工作，基于功耗和面積的綜合考量，期望能盡量共享電路模塊，因此在設(shè)計(jì)時(shí)還需要考慮電路的兼容性。CIC濾波器在硬件實(shí)現(xiàn)上結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，無(wú)需乘法器，且具備良好的抗混疊特性[5]。另外，CIC濾波器因具備極佳的抽取率可編程特性，非常適用于多種信道帶寬并存的通信系統(tǒng)[6]。

對(duì)于數(shù)字下混頻器的結(jié)構(gòu)，本文提出的方案中也進(jìn)行了修改，如圖3所示。

圖3中輸入的I/Q信號(hào)假設(shè)為sinα和cosα，兩個(gè)正弦波發(fā)生器分別代表產(chǎn)生兩路正交正弦信號(hào)的數(shù)字本振sinβ和cosβ，應(yīng)用三角函數(shù)運(yùn)算公式，如式（1）和式（2），則可獲得下混頻后的差頻分量，頻率為輸入信號(hào)頻率減去本振信號(hào)頻率，形式為cos（α-β）和sin（α-β）。

在舊有方法中混頻時(shí)產(chǎn)生的和頻分量則在這種結(jié)構(gòu)中被消去了，最終輸出的I/Q信號(hào)，則為下混頻后的去掉中頻的基帶信號(hào)。

采取上述的方法，下混頻器可以對(duì)抽取后的信號(hào)進(jìn)行運(yùn)算，對(duì)于抽取率為N的CIC濾波器，下混頻器所需的乘法運(yùn)算只需抽取模塊后置時(shí)的1/N，對(duì)于查找表中所需的數(shù)字中頻正弦值的儲(chǔ)存量也只為舊方法的1/N。

在同一系統(tǒng)中，射頻前端與基帶之間的接口速率都是約定好的，射頻前端中接收信號(hào)的頻率是根據(jù)通信協(xié)議所定的。數(shù)字下混頻器中每個(gè)時(shí)鐘周期進(jìn)行一次乘法運(yùn)算，每?jī)纱纬朔ㄟ\(yùn)算之間的本振信號(hào)值由其相位步進(jìn)決定，也即數(shù)字本振的相位步進(jìn)與下混頻器的工作時(shí)鐘相關(guān)。因此，只要選擇合適的工作時(shí)鐘、數(shù)字中頻頻率和抽取倍數(shù)，使數(shù)字中頻頻率與系統(tǒng)工作時(shí)鐘為整數(shù)的倍數(shù)關(guān)系，則對(duì)于數(shù)字中頻的正弦本振值就是周期性的。

每個(gè)數(shù)字中頻周期所需的采樣點(diǎn)也是周期性的，只需有限的幾個(gè)采樣值即可實(shí)現(xiàn)下混頻器中數(shù)字中頻的作用。由此可以簡(jiǎn)化接收通道中NCO的結(jié)構(gòu)，原本需要通過(guò)CORDIC算法計(jì)算信號(hào)相位，然后再進(jìn)行查表才能得出的數(shù)字中頻信號(hào)，簡(jiǎn)化成了固定的幾個(gè)數(shù)值。并由于中頻信號(hào)的周期與系統(tǒng)工作時(shí)鐘是整數(shù)倍關(guān)系，因此每個(gè)抽取后的時(shí)鐘節(jié)拍到來(lái)時(shí)，只需自動(dòng)選取下一個(gè)查找表中的值即可，省略了相位計(jì)算的處理。

電路實(shí)現(xiàn)中，使輸入的I/Q信號(hào)與當(dāng)前對(duì)應(yīng)的數(shù)字本振信號(hào)分別代入式（1）和式（2）中，就可得到混頻后的結(jié)果?？紤]到正弦波的對(duì)稱性，查找表中只需存正弦波相位0-的波形數(shù)值，即可根據(jù)當(dāng)前相位還原出完整周期的正弦波信號(hào)出來(lái)。

影響數(shù)字下混頻器性能的主要因素有兩個(gè)[7]：一是表示數(shù)字本振、輸入信號(hào)以及混頻乘法運(yùn)算的樣本數(shù)值的有限字長(zhǎng)所引起的誤差;二是數(shù)字本振相位的分辨率不夠而引起數(shù)字本振樣本數(shù)值的近似取值。對(duì)于第一個(gè)因素，本文提出的方法對(duì)數(shù)字本振的采樣數(shù)值進(jìn)行足夠多位寬的量化，可把誤差降至極小而不會(huì)對(duì)混頻器性能產(chǎn)生影響。對(duì)于第二個(gè)因素，本文提出的方法對(duì)于數(shù)字本振的一個(gè)完整周期采取的是整數(shù)倍等分采樣，所以不存在相位分辨率不夠的問(wèn)題。

3 ?應(yīng)用實(shí)例

下面將舉例說(shuō)明本文提出的方法對(duì)下混頻器資源減少的效果。設(shè)定數(shù)字前端的系統(tǒng)時(shí)鐘為30.72MHz，接收機(jī)中數(shù)字中頻的頻率為160kHz，積分梳狀濾波器的抽取率為12。

3.1 ?對(duì)運(yùn)算量的影響

若采用抽取濾波器放于下混頻器之后的傳統(tǒng)方法，則下混頻器的工作時(shí)鐘頻率也為30.72MHz，在這個(gè)時(shí)鐘頻率下，數(shù)字中頻的一個(gè)正弦波周期需要30.72MHz/160kHz=192個(gè)采樣點(diǎn)，也即需要192次乘法運(yùn)算才能完成一個(gè)周期的下混頻。

若采用本文提出的方法，把積分梳妝濾波器放到下混頻器之前，經(jīng)過(guò)積分梳狀濾波器12倍抽取后的接收信號(hào)去參與下混頻，則數(shù)字中頻的一個(gè)正弦波周期變成只需要30.72MHz/160kHz/12=16個(gè)采樣點(diǎn)，即完成一個(gè)輸入信號(hào)周期的下混頻只需經(jīng)16次乘法即可完成，可見(jiàn)下混頻所需的運(yùn)算量極大地減少了。

3.2 ?對(duì)查找表的影響

經(jīng)過(guò)CIC濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行16倍抽取，對(duì)于數(shù)字中頻的正弦波信號(hào)來(lái)說(shuō)，每次運(yùn)算的相位步進(jìn)為 ?。因此，完成一個(gè)周期的下混頻運(yùn)算需要16個(gè)對(duì)數(shù)字中頻波形的采樣點(diǎn)的值即可，數(shù)字中頻的正弦波值可以通過(guò) ? 和 ?計(jì)算得出，其中i=0，1，2…15。如表1所示，經(jīng)量化后，去掉因符號(hào)位或波形形狀重復(fù)的系數(shù)，只有16384、15137、11585、6270、0共5個(gè)系數(shù)，其中16384即214可通過(guò)簡(jiǎn)單移位運(yùn)算實(shí)現(xiàn)，因此實(shí)際需要進(jìn)行乘法運(yùn)算的只有15137、11585和6270三個(gè)系數(shù)。

考慮到正弦和余弦僅在相位上不同，數(shù)值實(shí)際相同，因此只觀察表中正弦波（sin）的數(shù)值。從表1可見(jiàn)，經(jīng)214量化后，一個(gè)數(shù)字本振正弦波周期的16個(gè)系數(shù)，前八個(gè)和后八個(gè)的絕對(duì)值是一樣的，只是符號(hào)不同。數(shù)值上不重復(fù)的系數(shù)實(shí)際上只有0、6270、11585、15137和16384五個(gè)，其中乘法運(yùn)算中0可以忽略不計(jì)，16384在設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)中可以通過(guò)向左移位運(yùn)算來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此需要參與乘法運(yùn)算的系數(shù)實(shí)際上只有三個(gè)。系數(shù)中正負(fù)符號(hào)位的不同，只需在乘法運(yùn)算后選擇加還是減即可，不需要把符號(hào)位參與乘法中。

由上述3.1章節(jié)可見(jiàn)，對(duì)于例子中的下混頻器，把0和1的系數(shù)考慮在內(nèi)，若用傳統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方法共需要用到192次乘法運(yùn)算，查找表中也需要有192個(gè)系數(shù)，考慮到對(duì)稱性，去掉因符號(hào)位或波形形狀重復(fù)的系數(shù)，也還是有49個(gè)系數(shù)。而采用本文提出的實(shí)現(xiàn)方法的下混頻器，如上文所述，最多只需16次乘法運(yùn)算，其中只需要用到3個(gè)用于乘法的系數(shù)，這種實(shí)現(xiàn)方式極大地簡(jiǎn)化了數(shù)控振蕩器NCO的結(jié)構(gòu)，節(jié)省了大量的硬件資源。

4 ?仿真結(jié)果

仿真環(huán)境設(shè)置如下：輸入數(shù)字下混頻器的接收信號(hào)為頻率是187kHz的單載波信號(hào)，數(shù)字中頻信號(hào)的頻率為160kHz。如圖4為輸入信號(hào)的頻譜，經(jīng)抽取率為12的積分梳狀濾波器以及下混頻器后，轉(zhuǎn)換為27kHz的基帶信號(hào)，如圖5所示。

5 ?結(jié) ?論

本文提出一種數(shù)字下混頻電路結(jié)構(gòu)，用積分梳狀濾波器（CIC濾波器）替代傳統(tǒng)的抗混疊濾波器和抽取模塊，并把積分梳妝濾波器放到下混頻器之前，使下混頻器的工作頻率降低，大大減少了下混頻所需的乘法次數(shù)，并顯著地減小了查找表的大小，有助于節(jié)省芯片的硬件資源。

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作者簡(jiǎn)介：梁曉峰（1982-），男，漢族，廣東廣州人，數(shù)字IC設(shè)計(jì)工程師，電子技術(shù)工程師，碩士研究生，研究方向：射頻/數(shù)字集成電路;葉暉（1976-），男，漢族，湖南湘陰人，數(shù)字IC設(shè)計(jì)工程師，電子技術(shù)工程師，博士研究生，研究方向：射頻/數(shù)字集成電路。