蘇淑靖 袁財(cái)源 王少斌

摘? 要： 針對(duì)同步整流Boost變換器的效率問(wèn)題，提出一種同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)拓?fù)?。在輔助電路的幫助下，實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管的零電壓通斷和輔助開(kāi)關(guān)管的零電流通斷，顯著改善了因開(kāi)關(guān)管導(dǎo)致的變換器損耗嚴(yán)重的問(wèn)題，使變換器的效率得到了有效提高。詳細(xì)分析了所提變換器的工作原理并對(duì)主要參數(shù)的選取和變換器的特性進(jìn)行了討論，最后通過(guò)Pspice仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)理論分析進(jìn)行了驗(yàn)證。

關(guān)鍵詞： 同步整流; Boost變換器; 軟開(kāi)關(guān); 參數(shù)選取; 原理分析; 仿真驗(yàn)證

中圖分類(lèi)號(hào)： TN624?34; TP301.6? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文章編號(hào)： 1004?373X（2019）16?0122?04

0? 引? 言

同步整流Boost變換器由通態(tài)電阻極低的功率開(kāi)關(guān)管來(lái)取代傳統(tǒng)Boost變換器的整流二極管而得到[1]，因其具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、效率高、輸入電流連續(xù)等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于不間斷電源、功率因數(shù)校正、光伏發(fā)電等領(lǐng)域[2?3]。

同步整流Boost變換器通常使用的功率MOSFET管盡管通態(tài)電阻極低，使得開(kāi)關(guān)損耗有所降低，但其體二極管的不良反向恢復(fù)特性依舊制約著變換器效率的提高[4]。為此，在兼顧變換器成本與效率的情況下，軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的引入至關(guān)重要。

針對(duì)同步整流Boost變換器，通常需要采用輔助電路對(duì)變換器中特定的開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)進(jìn)行預(yù)充電，從而實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電壓切換。一般的輔助電路需要引入開(kāi)關(guān)管、二極管以及無(wú)源器件等，用以實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)，如文獻(xiàn)[4?5]所設(shè)計(jì)的輔助電路。然而這些方案使得變換器成本增加，也容易導(dǎo)致輔助器件的過(guò)壓等可靠性問(wèn)題，同時(shí)也會(huì)增加變換器的控制及驅(qū)動(dòng)難度[6?7]。

本文提出了一種同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)變換器，相比傳統(tǒng)的軟開(kāi)關(guān)變換器的復(fù)雜控制，開(kāi)關(guān)的控制方式較為簡(jiǎn)單，不僅實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管的零電壓通斷，也實(shí)現(xiàn)了輔助開(kāi)關(guān)管的零電流通斷，能夠有效提高變換器的效率。

1? 工作原理

圖1是所提的同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)拓?fù)?。其中：S1，S2為變換器的主開(kāi)關(guān)管;D1，D2分別為各自的體二極管;C1，C2為諧振電容，且C1=C2=Cr;L為主電感;C和R分別為濾波電容和負(fù)載;開(kāi)關(guān)管S3為輔助開(kāi)關(guān)管;D3為體二極管;Lr為諧振電感;Ta為變壓器;D為二極管。變壓器的原邊電感與Lr連接在同一側(cè)，副邊電感與D連接在另一側(cè)。

在分析其工作原理時(shí)做如下假設(shè)：

1） 設(shè)輸入電壓Uin，輸出電壓Uo恒定;

2） 電感L很大且電流iL連續(xù)（變換器工作在電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）），并近似恒定為I;

3） 所有器件都是理想器件。

變換器處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，一個(gè)周期內(nèi)共有6個(gè)工作狀態(tài)，穩(wěn)態(tài)下的主要波形如圖2所示，各個(gè)狀態(tài)的等效電路圖如圖3所示。

2? 參數(shù)討論

2.1? 變壓器匝數(shù)比

t4a～t5時(shí)間段，[VC1]由[Uinn]減小至0。由式（11）可知，其電壓最小值必須小于0，才能滿(mǎn)足[VC1]的值在t5時(shí)刻減小至0。[VC1]_min=2[Uinn]-Uo≤0，結(jié)合Boost變換器輸入輸出電壓與占空比的關(guān)系，可得n≥2。本文選擇的n=2。

2.2? 諧振電感與電容

Lr，Cr的值與諧振電感的電流峰值、充放電時(shí)間密切相關(guān)。由式（1）、式（2）、式（8）、式（13）、式（14）可知，Lr，Cr的值與充放電時(shí)間正相關(guān)。由式（9）可知，Cr越大，Lr越小，[iLr]電流峰值越大，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)S3的電流應(yīng)力越大，損耗增加。而過(guò)小的Cr值，也使得開(kāi)關(guān)管S1，S2關(guān)斷的速率過(guò)快，不利于關(guān)斷損耗和EMI噪聲的降低[8?9]。因此，Lr，Cr的值設(shè)計(jì)要適中。本文的開(kāi)關(guān)周期設(shè)置為20 μs，諧振的總時(shí)間在μs級(jí)，綜合考慮，選擇Lr的值為1 μH，Cr的值為3 nF。

2.3? 電壓應(yīng)力

主開(kāi)關(guān)S1，S2所承受的電壓應(yīng)力均與基本同步整流Boost變換器一致，增加的二極管D以及輔助開(kāi)關(guān)S3的電壓均低于Uo，因此各個(gè)器件的電壓應(yīng)力相比于基本Boost變換器均沒(méi)有增加。

2.4? ?開(kāi)關(guān)控制

由前面的分析可知，開(kāi)關(guān)S1，S2的通斷時(shí)間與同步整流Boost沒(méi)有區(qū)別，設(shè)置好相應(yīng)的占空比和死區(qū)時(shí)間即可;以S2的關(guān)斷時(shí)間為基準(zhǔn)，提前t34時(shí)間將S3導(dǎo)通;Lr中的電流下降為0以后，其值會(huì)一直保持不變，因此S3的關(guān)斷時(shí)間可以適當(dāng)延長(zhǎng)。同時(shí)，為了精確控制S3導(dǎo)通，可以對(duì)電感L和Lr中的電流實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)。

3? 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析的正確性和有效性，采用Pspice搭建了同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)變換器。具體參數(shù)如下：輸入電壓20～60 V;輸出電壓80 V;開(kāi)關(guān)頻率f=50 kHz;負(fù)載50 Ω;開(kāi)關(guān)管IRFP460;諧振電容Cr=3 nF;諧振電感Lr=1 μH;主電感L=250 μH;輸出電容20 μF;二極管DSEP29?12A;變壓器匝數(shù)N=2;耦合系數(shù)設(shè)置為0.999;死區(qū)時(shí)間設(shè)定為0.3 μs。開(kāi)關(guān)管的柵源之間連接10 kΩ電阻，PWM脈沖通過(guò)1 Ω電阻接入柵極并對(duì)開(kāi)關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。不同輸入電壓下的仿真波形圖如圖4所示。

圖4? 不同輸入電壓下的仿真波形圖

Fig. 4? Simulation waveforms at different input voltages

圖4分別是輸入電壓為60 V，40 V，20 V時(shí)的波形示意圖。由仿真結(jié)果可知，主開(kāi)關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了零電壓通斷，輔助開(kāi)關(guān)均實(shí)現(xiàn)了零電流通斷。同時(shí)還對(duì)輸入范圍內(nèi)變換器的效率進(jìn)行了測(cè)試，如圖5所示，軟開(kāi)關(guān)下的效率明顯高于硬開(kāi)關(guān)下的效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)變換器原理的正確性和有效性。

4? 結(jié)? 論

為了提高同步整流Boost變換器的效率，本文設(shè)計(jì)一種同步整流Boost軟開(kāi)關(guān)拓?fù)?，在輔助電路的幫助下，實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管的零電壓通斷，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了引入的輔助開(kāi)關(guān)的零電流通斷，有效提高了變換器的效率。通過(guò)對(duì)所提變換器原理的詳細(xì)論述，并結(jié)合實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性和有效性。該電路具有成本低、控制容易、可靠性高以及EMI低等優(yōu)勢(shì)，對(duì)其他變換器的軟開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)也具有一定的參考價(jià)值。

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