譚 超,楊 哲,潘禮慶,龔曉輝,樂(lè)周美

(1.三峽大學(xué)電氣與新能源學(xué)院,湖北 宜昌 443002;2.三峽大學(xué)理學(xué)院,湖北 宜昌 443002)

磁場(chǎng)是一個(gè)矢量,同時(shí)具有大小與方向?qū)傩?其測(cè)量?jī)x器分為標(biāo)量測(cè)量和矢量測(cè)量?jī)纱箢?。其?高精度的標(biāo)量測(cè)量?jī)x器有質(zhì)子磁力儀、光泵磁力儀和原子磁力儀等,它們?cè)诳臻g、海洋、地球物理勘探以及生物醫(yī)學(xué)研究等應(yīng)用領(lǐng)域有著廣泛應(yīng)用[1-3]。然而標(biāo)量磁力儀只能測(cè)量磁場(chǎng)的大小而無(wú)法測(cè)量其方向,因此在諸如地磁導(dǎo)航、未爆炸物檢測(cè)、反潛探測(cè)和電子羅盤等應(yīng)用領(lǐng)域具有一定的限制。相較之下,矢量磁力儀由于可同時(shí)得到磁場(chǎng)的大小和方向[4],在這些應(yīng)用領(lǐng)域更具優(yōu)勢(shì),所以發(fā)展高性能的矢量磁場(chǎng)傳感器是未來(lái)磁場(chǎng)測(cè)量的趨勢(shì)[5]。

目前,性能較好的矢量磁場(chǎng)傳感器有磁通門(Flux-gate)傳感器[6]、各向異性磁阻(AMR)傳感器[7]、巨磁阻(GMR)傳感器[8]、巨磁阻抗(GMI)傳感器[9]和隧道磁電阻(TMR)傳感器[10],它們都有著各自的特點(diǎn)。其中磁通門傳感器功耗低且穩(wěn)定性好[11];GMR傳感器體積小且有著極低的功耗[12];GMI傳感器線性度差但響應(yīng)速度很快[13];TMR傳感器磁滯大但靈敏度極高[14]。然而就集成性而言,AMR傳感器是其中最具優(yōu)勢(shì)的,它的芯片內(nèi)部集成了兩個(gè)電流帶,可分別用于置位/復(fù)位和閉環(huán)反饋,降低了信號(hào)調(diào)理的難度。因此當(dāng)研制高性能的磁場(chǎng)測(cè)量?jī)x器時(shí),AMR傳感器是一種很好的選擇。

1 信號(hào)調(diào)理電路

1.1 電路結(jié)構(gòu)及工作原理

本文提出的閉環(huán)式AMR傳感器信號(hào)調(diào)理電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。由圖可知,信號(hào)調(diào)理電路由HMC1001磁阻傳感器、前置放大器P、電容C、開(kāi)關(guān)同步檢波PSD、積分器I、V/I轉(zhuǎn)換電路、低通濾波器LPF和同步時(shí)鐘組成。其中磁阻傳感器內(nèi)部包括惠斯通電橋、偏置電流帶和置位/復(fù)位線圈。

電路工作時(shí),各點(diǎn)波形如圖2所示。具體工作過(guò)程如下:電路上電時(shí),傳感器偏置電流帶中無(wú)電流,傳感器會(huì)輸出與外部待測(cè)磁場(chǎng)BX成正比的電壓信號(hào);該信號(hào)先由前置放大器放大,后經(jīng)同步檢波和積分,在圖1所示d點(diǎn)得到一個(gè)逐漸增大的積分電壓輸出;將該電壓進(jìn)行V/I轉(zhuǎn)換后,產(chǎn)生一個(gè)反饋電流作用于偏置電流帶,此時(shí)偏置電流帶中會(huì)產(chǎn)生一個(gè)反饋磁場(chǎng)BI,其方向與外部待測(cè)磁場(chǎng)BX方向相反;由于反饋磁場(chǎng)BI隨著d點(diǎn)積分電壓的增加而增加,因此它們的合成磁場(chǎng)會(huì)逐漸減小,從而導(dǎo)致HMC1001傳感器輸出電壓隨d點(diǎn)電壓的增加而降低,其過(guò)程如圖2中的曲線A、B、C所示。盡管HMC1001傳感器輸出的電壓減小,但是只要此電壓非零,即反饋磁場(chǎng)BI與外部待測(cè)磁場(chǎng)BX的大小不相等,圖1中d點(diǎn)的積分電壓將繼續(xù)增大,直到HMC1001傳感器的輸出電壓為零,電路達(dá)到平衡狀態(tài)為止,此時(shí)圖1中d點(diǎn)的積分電壓保持恒定狀態(tài),如圖2中曲線D的Q點(diǎn),該電壓大小與外部待測(cè)磁場(chǎng)呈正比。

圖1 電路結(jié)構(gòu)整體

圖2 各點(diǎn)信號(hào)波形圖

除此之外,由HMC1001傳感器數(shù)據(jù)手冊(cè)可知,傳感器輸出信號(hào)存在零點(diǎn)偏置,且其值隨著溫度變化而改變,利用置位/復(fù)位技術(shù)對(duì)傳感器進(jìn)行置位與復(fù)位以后,傳感器輸出波形如圖2中的波形A所示,由圖可知,被放大的傳感器輸出信號(hào)關(guān)于偏置電壓對(duì)稱,若環(huán)境溫度發(fā)生變化,則偏置電壓也會(huì)隨之改變。對(duì)此,本電路通過(guò)圖1中的耦合電容C消除直流偏置,使耦合后的輸出電壓關(guān)于零電壓正負(fù)對(duì)稱,且電壓大小正比于外部待測(cè)磁場(chǎng),輸出電壓的正負(fù)由置位/復(fù)位脈沖決定,波形圖如圖2中的波形B所示。經(jīng)過(guò)交流耦合后,無(wú)論圖1中a點(diǎn)直流偏執(zhí)電壓隨環(huán)境溫度如何變化,圖1的b點(diǎn)波形仍然關(guān)于零電壓正負(fù)對(duì)稱,且電壓大小正比于待測(cè)磁場(chǎng),只要傳感器自身的電壓靈敏度系數(shù)不隨溫度變化而變化,則圖1的b點(diǎn)電壓大小與溫度變化之前一直,從而達(dá)到抑制溫度漂移的效果。圖1中開(kāi)關(guān)同步檢波電路的時(shí)鐘與置位/復(fù)位電路時(shí)鐘完全同步,以實(shí)現(xiàn)對(duì)b點(diǎn)信號(hào)波形進(jìn)行同步檢波,其波形變換過(guò)程如圖2中的波形B與波形C所示,檢波后波形為直流信號(hào),最后在積分器完成電壓積分。

1.2 測(cè)量原理

已知地球磁場(chǎng)范圍為20 000 nT～120 000 nT,而對(duì)于單分量的矢量傳感器而言,±50 000 nT的測(cè)量范圍基本能夠滿足工程需求,因此本設(shè)計(jì)擬將±50 000 nT 的待測(cè)磁場(chǎng)BX調(diào)理到±2.5 V電壓,進(jìn)而可算出其理論上的靈敏度SN:

式中Vd為積分輸出電壓。由數(shù)據(jù)手冊(cè)可知:HMC1001傳感器內(nèi)部自帶用于產(chǎn)生反饋磁場(chǎng)的偏置電流帶,其線圈常數(shù)k約為51 mA/GS。所以反饋磁場(chǎng)BI可表示為:

式中I為反饋電流。又由圖3所示的V/I轉(zhuǎn)換電路可知,V/I轉(zhuǎn)換電路輸出的反饋電流公式為:

I=Vd/R

(3)

式中R為V/I轉(zhuǎn)換電路中的反饋電阻。將式(3)代入式(2),即可得積分電壓Vd與反饋磁場(chǎng)BI的關(guān)系式:

圖3 V/I轉(zhuǎn)換電路

(4)

又因?yàn)殡娐菲胶鈺r(shí),傳感器工作于零磁場(chǎng),即BI=BX,所以根據(jù)式(1)和式(4)可得調(diào)理電路的實(shí)際靈敏度為:

SN=kR

(5)

由式(5)可知,通過(guò)改變反饋電阻R的阻值,可調(diào)整信號(hào)調(diào)理電路的靈敏度。增加電阻R,調(diào)理電路的輸出電壓靈敏度會(huì)增加,但是輸出量程也會(huì)隨之降低,如當(dāng)R=100 Ω時(shí),計(jì)算出的電壓靈敏度為51 μV/nT,根據(jù)式(1),對(duì)應(yīng)量程為±50 000 nT;當(dāng)R=200 Ω時(shí),電壓靈敏度可達(dá)102 μV/nT,但是量程僅為±25 000 nT。

2 噪聲分析

2.1 傳感器噪聲分析

為了研究HMC1001傳感器的噪聲性能,搭建了如圖4所示的硬件測(cè)試平臺(tái),以實(shí)現(xiàn)對(duì)不同放大倍數(shù)條件下傳感器的輸出噪聲的測(cè)試。該平臺(tái)主要由HMC1001傳感器和ADUCM360低功耗精密模擬微控制器組成,微控制器自帶雙24位ADC和可編程增益放大器(PGA),其中ADC均方根噪聲約為52 nV,放大器增益范圍為1～128倍。從圖4中可知,搭建的測(cè)試平臺(tái)具有3個(gè)噪聲源,它們分別為傳感器本底噪聲、放大器噪聲和ADC噪聲。

圖4 噪聲測(cè)試平臺(tái)

測(cè)試時(shí),過(guò)程如下:調(diào)整ADUCM360內(nèi)部PGA增益,分別將其設(shè)為1倍、2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍和128倍,即對(duì)傳感器輸出信號(hào)放大不同的倍數(shù);然后分別對(duì)不同增益條件下的放大信號(hào)進(jìn)行采集,一共得到8組,每組數(shù)據(jù)采樣6 000個(gè)點(diǎn),任意選取其中4 096個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行頻譜分析,得到不同增益條件下傳感器輸出信號(hào)的噪聲電壓功率譜密度譜,其圖形如圖5所示。從圖中可知:當(dāng)放大倍數(shù)為1至8倍時(shí),噪聲電壓功率譜密度變化并不明顯,說(shuō)明噪聲主要由放大器噪聲和ADC噪聲引起;當(dāng)放大倍數(shù)大于8倍時(shí),噪聲電壓功率譜密度隨放大倍數(shù)的增加有明顯的增大,說(shuō)明當(dāng)放大倍數(shù)大于8倍時(shí),傳感器的噪聲是電路的主要噪聲源。

圖5 噪聲電壓頻譜圖

對(duì)目前常用的開(kāi)環(huán)結(jié)構(gòu)的AMR傳感器信號(hào)調(diào)理電路而言(其噪聲模型如圖6所示,由圖中可知其噪聲來(lái)源主要為HMC1001傳感器固有噪聲NAMR、放大器輸入噪聲NIA和ADC噪聲),為了增加電路輸出電壓靈敏度,其信號(hào)調(diào)理電路的放大倍數(shù)往往在100倍以上,雖然較大的放大倍數(shù)使信號(hào)調(diào)理電路輸出電壓靈敏度得到了提升,但是信號(hào)中的噪聲也會(huì)被放大相同的倍數(shù),因此其信噪比并沒(méi)有得到改善。如前分析:對(duì)開(kāi)環(huán)結(jié)構(gòu)而言,當(dāng)放大倍數(shù)大于某一值時(shí),系統(tǒng)主要噪聲由傳感器固有噪聲NAMR決定,因此傳感器自身的噪聲性能決定了整個(gè)測(cè)量系統(tǒng)的噪聲性能。

圖6 開(kāi)環(huán)結(jié)構(gòu)噪聲模型

綜上所述,放大器直接放大只能提高傳感器輸出電壓靈敏度而無(wú)法改善其信噪比。

2.2 閉環(huán)結(jié)構(gòu)噪聲分析

圖7 閉環(huán)結(jié)構(gòu)噪聲模型

根據(jù)圖1所示電路結(jié)構(gòu),得到的閉環(huán)電路噪聲模型如圖7所示。由該圖可知,該電路噪聲包括傳感器固有噪聲NAMR、放大器噪聲NIA、同步檢波電路噪聲NPSD以及V/I轉(zhuǎn)換電路噪聲NV/I?；谏鲜鲈肼暷Ｐ团c測(cè)量原理分析,可得如下兩個(gè)結(jié)論:

②信噪比提高。如前所述,開(kāi)環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路通過(guò)提高放大倍數(shù)來(lái)提高輸出電壓靈敏度,由數(shù)據(jù)手冊(cè)可知HMC1001傳感器的電橋靈敏度為0.16 μV/nT,為達(dá)到50 μV/nT的輸出電壓靈敏度,它需要被放大312.5倍,但是放大電路在放大信號(hào)的同時(shí),噪聲也將會(huì)被同步放大,所以其信噪比并未得到改善。在閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路中,放大電路的放大倍數(shù)為10倍,所以電路中的噪聲同時(shí)被放大了10倍,且由上文所述,閉環(huán)電路的實(shí)際輸出電壓由積分電路積分所得,積分電路自身不會(huì)產(chǎn)生噪聲,所以在相同的電壓靈敏度條件下(根據(jù)式(5),閉環(huán)結(jié)構(gòu)靈敏度由反饋電阻R決定),相當(dāng)于利用積分電路將信號(hào)放大了312.5倍,而噪聲不變,由此可計(jì)算出:理論上閉環(huán)電路能將傳感器的信噪比提高29.89 dB。就實(shí)際而言,由于電路中存在同步檢波電路噪聲和電流反饋電路噪聲,其實(shí)際信噪比改善度應(yīng)小于該理論值。

3 實(shí)驗(yàn)與分析

3.1 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)及設(shè)備

為驗(yàn)證閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路的性能,對(duì)其噪聲及線性度進(jìn)行了測(cè)試,并與開(kāi)環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路的性能進(jìn)行對(duì)比,其測(cè)試原理圖如圖8(a)所示。實(shí)驗(yàn)時(shí),由PCB設(shè)計(jì)軟件畫圖并定制了三通道信號(hào)調(diào)理電路的PCB板,但考慮到本電路使用對(duì)象主要為單分量的矢量磁場(chǎng)傳感器且三個(gè)通道的信號(hào)處理效果相同,因此選擇用其中一個(gè)通道進(jìn)行測(cè)試并完成了實(shí)物焊接,實(shí)物如圖8(b)所示。

對(duì)比實(shí)驗(yàn)在噪聲測(cè)試平臺(tái)上進(jìn)行,平臺(tái)照片分別如圖8(c)所示。噪聲測(cè)試平臺(tái)包括五層磁屏蔽筒、直流電壓源、數(shù)據(jù)采集卡和上位機(jī),分別用來(lái)屏蔽干擾磁場(chǎng)、給樣機(jī)與設(shè)備供電、采集輸出信號(hào)和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)分析。

圖8 測(cè)試平臺(tái)

3.2 噪聲測(cè)試與分析

噪聲測(cè)試在五層磁屏蔽筒中進(jìn)行,以屏蔽外部磁場(chǎng)的干擾。使用直流電壓源(5 V)為信號(hào)調(diào)理電路供電,然后通過(guò)數(shù)據(jù)采集得到這兩種信號(hào)調(diào)理電路的輸出電壓值,再根據(jù)輸出電壓靈敏度轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的磁場(chǎng)值。測(cè)試時(shí),兩種結(jié)構(gòu)的調(diào)理電路輸出信號(hào)采樣頻率都為100 Hz,經(jīng)過(guò)一段時(shí)間的采樣,每種電路約采集8 000個(gè)數(shù)據(jù),然后從中隨機(jī)選取連續(xù)的4 096個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行分析,其時(shí)間域波形如圖9所示。從圖中可知,開(kāi)環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路的磁場(chǎng)波動(dòng)范圍約為13 nT,而閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路磁場(chǎng)波動(dòng)范圍約為2 nT,可見(jiàn)閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路的穩(wěn)定性更好。

圖9 開(kāi)(閉)環(huán)電路時(shí)間域波形

為研究其噪聲性能,對(duì)圖11所示兩組數(shù)據(jù)進(jìn)行了功率譜分析,得到兩種調(diào)理電路的噪聲功率譜圖如圖10所示。

圖10 噪聲功率譜圖

為了對(duì)調(diào)理電路噪聲性能作進(jìn)一步研究,在上文采集的兩組數(shù)據(jù)中各選取了10組連續(xù)的數(shù)據(jù),每組數(shù)據(jù)100個(gè)點(diǎn),并對(duì)這100個(gè)點(diǎn)做均方差計(jì)算得到電壓均方差,然后根據(jù)輸出電壓靈敏度換算為磁場(chǎng)均方差,其結(jié)果如圖11所示。

圖11 磁場(chǎng)均方差

由圖11中的10個(gè)點(diǎn)計(jì)算可得,開(kāi)環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路10組數(shù)據(jù)的磁場(chǎng)噪聲均方根平均值為2.738 nT,閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路10組數(shù)據(jù)的磁場(chǎng)噪聲均方根平均值為0.457 nT,這說(shuō)明閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路輸出信號(hào)離散程度更低。除此以外,由以上磁場(chǎng)均方差計(jì)算可得,閉環(huán)式信號(hào)調(diào)理電路信噪比改善度如下式:

該值小于上文中理論計(jì)算結(jié)果,其原因在于:除了傳感器本底噪聲及放大器噪聲外,電路中還存在開(kāi)關(guān)同步檢波電路噪聲和電流反饋電路噪聲,并且采集數(shù)據(jù)時(shí)所用的數(shù)據(jù)采集卡也存在一定噪聲,這些噪聲也會(huì)被引入輸出電壓,所以其實(shí)際值低于理論值。

4 結(jié)論

本文通過(guò)研究不同倍數(shù)的放大器增益對(duì)傳感器噪聲性能的影響,結(jié)合比例積分控制和閉環(huán)反饋結(jié)構(gòu)提出了一種基于PI閉環(huán)控制的AMR磁場(chǎng)傳感器信號(hào)調(diào)理電路,對(duì)其原理和結(jié)構(gòu)進(jìn)行了詳細(xì)分析,并通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)其性能進(jìn)行了驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,對(duì)于AMR傳感器而言,該電路能有效提高其信噪比,改善噪聲性能。除此以外,本文中信號(hào)調(diào)理電路的測(cè)量范圍為±50 000 nT,積分輸出電壓為±2.5 V,靈敏度約為50 μV/nT,在相同的輸出電壓范圍內(nèi),通過(guò)調(diào)節(jié)反饋電阻阻值可改變磁場(chǎng)測(cè)量量程,但其靈敏度與噪聲性能也會(huì)隨之改變,即提出的調(diào)理電路結(jié)構(gòu)可為其他不同量程、靈敏度與噪聲性能需求的磁場(chǎng)測(cè)量應(yīng)用提供參考。