劉 法

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所，四川 成都 610036)

0 引 言

在國(guó)內(nèi)機(jī)載通信、導(dǎo)航、識(shí)別(CNI)系統(tǒng)領(lǐng)域，現(xiàn)有飛機(jī)綜合CNI(ICNI)系統(tǒng)產(chǎn)品與傳統(tǒng)的三代機(jī)載CNI系統(tǒng)相比，體積、重量和功耗顯著下降，其系統(tǒng)架構(gòu)已經(jīng)具備了軟件無線電系統(tǒng)架構(gòu)的雛形[1]。但是，受制于器件發(fā)展水平，在航電系統(tǒng)研制時(shí)多采用超外差架構(gòu)，即設(shè)計(jì)在中頻段進(jìn)行模/數(shù)(A/D)、數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換的射頻接收機(jī)。雖然該接收機(jī)可使A/D后端數(shù)字信號(hào)處理部分的數(shù)字信號(hào)處理能力和速度要求降低。但是，該接收機(jī)對(duì)射頻前端部分復(fù)雜度要求極高，導(dǎo)致機(jī)載CNI系統(tǒng)體積和成本居高不下，并且超外差架構(gòu)的接收機(jī)導(dǎo)致功能波形軟件與前端電路緊耦合，致使新功能擴(kuò)展困難。

近年來，隨著A/D、D/A轉(zhuǎn)換器采樣率已經(jīng)由MHz提升至GHz[2]，其已經(jīng)具備對(duì)寬帶信號(hào)的數(shù)字化能力。這使得原本基于超外差架構(gòu)的大型CNI系統(tǒng)接收機(jī)可被基于射頻直采架構(gòu)的微小型信道化接收機(jī)取代[3]。文獻(xiàn)[4]給出了基于多相濾波器的多信道無線數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)，該接收機(jī)通過下變頻操作，以單個(gè)相同采樣速率實(shí)現(xiàn)多頻率信號(hào)的同時(shí)接收。文獻(xiàn)[5]闡述了帶通信號(hào)的直接采樣理論，重點(diǎn)分析了帶通信號(hào)的均勻采樣和非均勻采樣的數(shù)學(xué)分析。

以上文獻(xiàn)的接收機(jī)設(shè)計(jì)方式依然采用一次變頻架構(gòu)設(shè)計(jì)，并沒有考慮基于天線前端寬開的射頻直采架構(gòu)接收機(jī)設(shè)計(jì)需求。本文對(duì)基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)分析。首先，針對(duì)基于偶型多相離散傅里葉變換濾波器組和奇型多相離散傅里葉變換2種結(jié)構(gòu)進(jìn)行原理闡述；其次，分別給出對(duì)應(yīng)2種結(jié)構(gòu)的信道化架構(gòu)圖；最后，通過仿真進(jìn)行理論分析驗(yàn)證。

1 基于多相離散傅里葉變換的數(shù)字信道化架構(gòu)分析

圖1 復(fù)信號(hào)的均勻信道劃分方式

基于PDFT結(jié)構(gòu)，可構(gòu)建基本數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)如圖2所示。在圖2中，通過將寬帶信道均勻分為K個(gè)子信道覆蓋，然后通過變頻將每個(gè)頻帶上的高頻信號(hào)變到基帶上，最后設(shè)計(jì)統(tǒng)一的基帶低通濾波器完成濾波并進(jìn)行抽取[3]。

圖2 基本數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

如圖2所示，設(shè)K=FD，D為每條子信道的數(shù)字信號(hào)抽取倍數(shù)，且F≥1，第k個(gè)信道的輸出為：

yk(m)=[x(n)e-jωkn]*hLP(n)|n=mD=

(1)

1.1 基于偶型排列的PDFT結(jié)構(gòu)[6]

在基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字信道接收機(jī)中，寬帶信道被劃分成K個(gè)子信道。每條子信道的可抽取倍數(shù)為D。當(dāng)K=D時(shí)，稱PDFT結(jié)構(gòu)處于臨界抽取狀態(tài)，如圖3所示。

圖3 偶型排列且K=D的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

在圖3中，設(shè)hLP(n)的階數(shù)為M，且M=LK，則有：

hLP(lK+p)

(2)

當(dāng)K=FD時(shí)，稱PDFT結(jié)構(gòu)處于非臨界抽取狀態(tài)。當(dāng)基于射頻直采的微小型數(shù)字信道化接收機(jī)為非臨界抽取狀態(tài)時(shí)，可降低臨界抽取給信道化接收機(jī)的參數(shù)設(shè)計(jì)靈活性帶來的限制。在公式(2)中，令xp(m)=x(mD-p)，hp(m)=hLP(mK+p)，K=FD，可得：

yk(m)=

(3)

k=0,1,…,K-1

(4)

yk(m)=

(5)

根據(jù)公式(5)，可得在復(fù)信號(hào)接收模式下，基于偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)如圖4所示。

圖4 偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

1.2 基于奇型排列的PDFT結(jié)構(gòu)[6]

(6)

圖5 奇型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

2 仿真分析驗(yàn)證

本章節(jié)主要在臨界和非臨界條件下，對(duì)基于偶型排列PDFT結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)的寬帶信號(hào)接收進(jìn)行仿真驗(yàn)證。采用Matlab2016a的SIMULINK數(shù)據(jù)庫進(jìn)行仿真。

2.1 偶型排列臨界抽取仿真

如圖6所示，采用偶型臨界抽取。發(fā)射信號(hào)為頻率fa=5 MHz的單頻復(fù)信號(hào)，采樣頻率fs=88 MHz?；谂夹蚉DFT結(jié)構(gòu)數(shù)字信道化接收機(jī)的子信道路數(shù)K=8，由于采用臨界抽取K=D，故每條子信道的采樣數(shù)D=8。

圖6 偶型排列且K=D=8的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

圖7 基于圖1的偶行排列均勻信道劃分方式

本文中所有的濾波器設(shè)計(jì)參數(shù)如圖8所示，其中通帶為5.5 MHz，阻帶為6.375 MHz[7]。

圖8 濾波器設(shè)計(jì)

由于發(fā)射信號(hào)為fa=5 MHz的單頻復(fù)信號(hào)，因此，其經(jīng)過偶型PDFT結(jié)構(gòu)后，落在第1個(gè)子信道空間，如圖9中第1個(gè)通道的scope所示。接收到信號(hào)周期為0.2×10-5s，即頻率為5 MHz。從而與發(fā)射信號(hào)互相驗(yàn)證。此外，在圖9中，左上角的信號(hào)幅度為0.15(歸一化單位)，發(fā)射信號(hào)的幅度為1。那么，經(jīng)過8路的信道化接收模式后，每路的幅度為0.125。跟圖9框內(nèi)幅度符合。

圖9 子信道1中的接收信號(hào)

圖10表示數(shù)字信道化接收機(jī)第2路信號(hào)的輸出。通過幅度信息可以看出，相比于第1路中有效的接收信號(hào)，第2路中收到的信號(hào)(類似噪聲)幅度為該真實(shí)信號(hào)幅度的1/10。那么，當(dāng)應(yīng)用能量檢測(cè)等算法時(shí)，該噪聲的能量為真實(shí)信號(hào)能量的1/100。因此不會(huì)產(chǎn)生信號(hào)誤檢。

此外，在圖10和圖11中，時(shí)間起始階段會(huì)產(chǎn)生“暫態(tài)效應(yīng)”或稱“兔耳效應(yīng)”[8]?！巴枚?yīng)”是信道濾波器的瞬變響應(yīng)問題。當(dāng)信道寬度較窄時(shí)，兔耳效應(yīng)更為嚴(yán)重。這意味著在遠(yuǎn)離真實(shí)信號(hào)載頻的信道內(nèi)出現(xiàn)不希望的峰值脈沖響應(yīng)，會(huì)造成編碼器設(shè)計(jì)的復(fù)雜。

圖10 信道2中的接收信號(hào)

圖11 信道2至信道8的時(shí)域輸出

在圖12中，當(dāng)發(fā)射單音復(fù)信號(hào)的頻率為5.6 MHz時(shí)，該信號(hào)落到過渡帶(5.5～6.375 MHz，參見圖8)時(shí)，給出子信道1和子信道2的接收信號(hào)。其中，由于引入fa-fpass=1 kHz的干擾，基中fa為發(fā)射信號(hào)頻率，fpass為濾波器通帶帶寬。因此，圖13中兩幅子圖都受到了1 kHz的信號(hào)調(diào)制。此外，由于發(fā)射信號(hào)落到了過渡帶中，因此，該信號(hào)沒有被濾波器濾掉，這樣導(dǎo)致了子信道1中的接收信號(hào)(偽信號(hào))的幅度相比于子信道2中接收到的信號(hào)幅度沒有大幅降低。

圖12 偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機(jī)架構(gòu)

圖13 當(dāng)fa=5.6 MHz時(shí)，子信道1和2中的接收信號(hào)

2.2 偶型排列非臨界抽取仿真

在圖12中，數(shù)字信道化接收機(jī)采用偶型非臨界抽取。其中，發(fā)射信號(hào)為頻率fa=15 MHz的單頻復(fù)信號(hào)，采樣頻率fs=88 MHz，信道路數(shù)K=8。由于采用非臨界抽取，設(shè)每條子信道的采樣數(shù)D=4，根據(jù)K=FD，可得F=2。

圖14 公式(5)中的參數(shù)設(shè)置

圖16給出了子信道1到子信道8中8路接收通道中信號(hào)接收情況?？梢钥闯觯鶕?jù)公式(5)，可得發(fā)射端信號(hào)應(yīng)該落在第2個(gè)接收通道內(nèi)。通過圖16的仿真結(jié)果可以看出，只有在子信道2中可接收到信號(hào)，與原理結(jié)果相呼應(yīng)。

圖15 子信道2中的接收信號(hào)

圖16 子信道1至子信道8的時(shí)域輸出

3 結(jié)束語

基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字化信道化接收機(jī)帶來的是數(shù)字信號(hào)處理能力的大幅提升。本文給出在臨界和非臨界抽取2種情況下，基于偶型PDFT結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機(jī)仿真驗(yàn)證。本文的仿真驗(yàn)證可有效地證明基于軟件無線電設(shè)計(jì)思想，即將射頻信號(hào)的數(shù)字化處理盡量前移，盡可能地降低模擬電路的復(fù)雜度，發(fā)揮數(shù)字信號(hào)處理的能力。通過本文的仿真驗(yàn)證，可有效地支撐基于射頻直采架構(gòu)的微小型接收機(jī)的寬開設(shè)計(jì)，為實(shí)現(xiàn)機(jī)載CNI系統(tǒng)的小型化和輕型化提供有效支撐。