劉 法

(中國西南電子技術(shù)研究所，四川 成都 610036)

0 引 言

在國內(nèi)機載通信、導(dǎo)航、識別(CNI)系統(tǒng)領(lǐng)域，現(xiàn)有飛機綜合CNI(ICNI)系統(tǒng)產(chǎn)品與傳統(tǒng)的三代機載CNI系統(tǒng)相比，體積、重量和功耗顯著下降，其系統(tǒng)架構(gòu)已經(jīng)具備了軟件無線電系統(tǒng)架構(gòu)的雛形[1]。但是，受制于器件發(fā)展水平，在航電系統(tǒng)研制時多采用超外差架構(gòu)，即設(shè)計在中頻段進行模/數(shù)(A/D)、數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換的射頻接收機。雖然該接收機可使A/D后端數(shù)字信號處理部分的數(shù)字信號處理能力和速度要求降低。但是，該接收機對射頻前端部分復(fù)雜度要求極高，導(dǎo)致機載CNI系統(tǒng)體積和成本居高不下，并且超外差架構(gòu)的接收機導(dǎo)致功能波形軟件與前端電路緊耦合，致使新功能擴展困難。

近年來，隨著A/D、D/A轉(zhuǎn)換器采樣率已經(jīng)由MHz提升至GHz[2]，其已經(jīng)具備對寬帶信號的數(shù)字化能力。這使得原本基于超外差架構(gòu)的大型CNI系統(tǒng)接收機可被基于射頻直采架構(gòu)的微小型信道化接收機取代[3]。文獻[4]給出了基于多相濾波器的多信道無線數(shù)字接收機的設(shè)計，該接收機通過下變頻操作，以單個相同采樣速率實現(xiàn)多頻率信號的同時接收。文獻[5]闡述了帶通信號的直接采樣理論，重點分析了帶通信號的均勻采樣和非均勻采樣的數(shù)學(xué)分析。

以上文獻的接收機設(shè)計方式依然采用一次變頻架構(gòu)設(shè)計，并沒有考慮基于天線前端寬開的射頻直采架構(gòu)接收機設(shè)計需求。本文對基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字信道化接收機進行仿真設(shè)計分析。首先，針對基于偶型多相離散傅里葉變換濾波器組和奇型多相離散傅里葉變換2種結(jié)構(gòu)進行原理闡述；其次，分別給出對應(yīng)2種結(jié)構(gòu)的信道化架構(gòu)圖；最后，通過仿真進行理論分析驗證。

1 基于多相離散傅里葉變換的數(shù)字信道化架構(gòu)分析

圖1 復(fù)信號的均勻信道劃分方式

基于PDFT結(jié)構(gòu)，可構(gòu)建基本數(shù)字信道化接收機架構(gòu)如圖2所示。在圖2中，通過將寬帶信道均勻分為K個子信道覆蓋，然后通過變頻將每個頻帶上的高頻信號變到基帶上，最后設(shè)計統(tǒng)一的基帶低通濾波器完成濾波并進行抽取[3]。

圖2 基本數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

如圖2所示，設(shè)K=FD，D為每條子信道的數(shù)字信號抽取倍數(shù)，且F≥1，第k個信道的輸出為：

yk(m)=[x(n)e-jωkn]*hLP(n)|n=mD=

(1)

1.1 基于偶型排列的PDFT結(jié)構(gòu)[6]

在基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字信道接收機中，寬帶信道被劃分成K個子信道。每條子信道的可抽取倍數(shù)為D。當(dāng)K=D時，稱PDFT結(jié)構(gòu)處于臨界抽取狀態(tài)，如圖3所示。

圖3 偶型排列且K=D的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

在圖3中，設(shè)hLP(n)的階數(shù)為M，且M=LK，則有：

hLP(lK+p)

(2)

當(dāng)K=FD時，稱PDFT結(jié)構(gòu)處于非臨界抽取狀態(tài)。當(dāng)基于射頻直采的微小型數(shù)字信道化接收機為非臨界抽取狀態(tài)時，可降低臨界抽取給信道化接收機的參數(shù)設(shè)計靈活性帶來的限制。在公式(2)中，令xp(m)=x(mD-p)，hp(m)=hLP(mK+p)，K=FD，可得：

yk(m)=

(3)

k=0,1,…,K-1

(4)

yk(m)=

(5)

根據(jù)公式(5)，可得在復(fù)信號接收模式下，基于偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)如圖4所示。

圖4 偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

1.2 基于奇型排列的PDFT結(jié)構(gòu)[6]

(6)

圖5 奇型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

2 仿真分析驗證

本章節(jié)主要在臨界和非臨界條件下，對基于偶型排列PDFT結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機的寬帶信號接收進行仿真驗證。采用Matlab2016a的SIMULINK數(shù)據(jù)庫進行仿真。

2.1 偶型排列臨界抽取仿真

如圖6所示，采用偶型臨界抽取。發(fā)射信號為頻率fa=5 MHz的單頻復(fù)信號，采樣頻率fs=88 MHz?；谂夹蚉DFT結(jié)構(gòu)數(shù)字信道化接收機的子信道路數(shù)K=8，由于采用臨界抽取K=D，故每條子信道的采樣數(shù)D=8。

圖6 偶型排列且K=D=8的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

圖7 基于圖1的偶行排列均勻信道劃分方式

本文中所有的濾波器設(shè)計參數(shù)如圖8所示，其中通帶為5.5 MHz，阻帶為6.375 MHz[7]。

圖8 濾波器設(shè)計

由于發(fā)射信號為fa=5 MHz的單頻復(fù)信號，因此，其經(jīng)過偶型PDFT結(jié)構(gòu)后，落在第1個子信道空間，如圖9中第1個通道的scope所示。接收到信號周期為0.2×10-5s，即頻率為5 MHz。從而與發(fā)射信號互相驗證。此外，在圖9中，左上角的信號幅度為0.15(歸一化單位)，發(fā)射信號的幅度為1。那么，經(jīng)過8路的信道化接收模式后，每路的幅度為0.125。跟圖9框內(nèi)幅度符合。

圖9 子信道1中的接收信號

圖10表示數(shù)字信道化接收機第2路信號的輸出。通過幅度信息可以看出，相比于第1路中有效的接收信號，第2路中收到的信號(類似噪聲)幅度為該真實信號幅度的1/10。那么，當(dāng)應(yīng)用能量檢測等算法時，該噪聲的能量為真實信號能量的1/100。因此不會產(chǎn)生信號誤檢。

此外，在圖10和圖11中，時間起始階段會產(chǎn)生“暫態(tài)效應(yīng)”或稱“兔耳效應(yīng)”[8]?！巴枚?yīng)”是信道濾波器的瞬變響應(yīng)問題。當(dāng)信道寬度較窄時，兔耳效應(yīng)更為嚴重。這意味著在遠離真實信號載頻的信道內(nèi)出現(xiàn)不希望的峰值脈沖響應(yīng)，會造成編碼器設(shè)計的復(fù)雜。

圖10 信道2中的接收信號

圖11 信道2至信道8的時域輸出

在圖12中，當(dāng)發(fā)射單音復(fù)信號的頻率為5.6 MHz時，該信號落到過渡帶(5.5～6.375 MHz，參見圖8)時，給出子信道1和子信道2的接收信號。其中，由于引入fa-fpass=1 kHz的干擾，基中fa為發(fā)射信號頻率，fpass為濾波器通帶帶寬。因此，圖13中兩幅子圖都受到了1 kHz的信號調(diào)制。此外，由于發(fā)射信號落到了過渡帶中，因此，該信號沒有被濾波器濾掉，這樣導(dǎo)致了子信道1中的接收信號(偽信號)的幅度相比于子信道2中接收到的信號幅度沒有大幅降低。

圖12 偶型排列且K=FD的數(shù)字信道化接收機架構(gòu)

圖13 當(dāng)fa=5.6 MHz時，子信道1和2中的接收信號

2.2 偶型排列非臨界抽取仿真

在圖12中，數(shù)字信道化接收機采用偶型非臨界抽取。其中，發(fā)射信號為頻率fa=15 MHz的單頻復(fù)信號，采樣頻率fs=88 MHz，信道路數(shù)K=8。由于采用非臨界抽取，設(shè)每條子信道的采樣數(shù)D=4，根據(jù)K=FD，可得F=2。

圖14 公式(5)中的參數(shù)設(shè)置

圖16給出了子信道1到子信道8中8路接收通道中信號接收情況?？梢钥闯?，根據(jù)公式(5)，可得發(fā)射端信號應(yīng)該落在第2個接收通道內(nèi)。通過圖16的仿真結(jié)果可以看出，只有在子信道2中可接收到信號，與原理結(jié)果相呼應(yīng)。

圖15 子信道2中的接收信號

圖16 子信道1至子信道8的時域輸出

3 結(jié)束語

基于射頻直采架構(gòu)的微小型數(shù)字化信道化接收機帶來的是數(shù)字信號處理能力的大幅提升。本文給出在臨界和非臨界抽取2種情況下，基于偶型PDFT結(jié)構(gòu)的數(shù)字信道化接收機仿真驗證。本文的仿真驗證可有效地證明基于軟件無線電設(shè)計思想，即將射頻信號的數(shù)字化處理盡量前移，盡可能地降低模擬電路的復(fù)雜度，發(fā)揮數(shù)字信號處理的能力。通過本文的仿真驗證，可有效地支撐基于射頻直采架構(gòu)的微小型接收機的寬開設(shè)計，為實現(xiàn)機載CNI系統(tǒng)的小型化和輕型化提供有效支撐。