任勇峰,王小兵,張凱華

(中北大學(xué)， 太原 030051)

多通道采集系統(tǒng)由于能夠同時(shí)測(cè)量多通道傳感器數(shù)據(jù)，廣泛應(yīng)用于機(jī)車檢測(cè)、航天測(cè)試等眾多領(lǐng)域。對(duì)于多通道采集裝置，為了節(jié)省資源，最常用的方法是采用模擬開關(guān)，通過(guò)分時(shí)復(fù)用的原則，利用一個(gè)主控器對(duì)多個(gè)通道的傳感器信號(hào)進(jìn)行采集。在采集過(guò)程中，隨著采集信號(hào)采樣率不同，如果設(shè)計(jì)不合理，通道間會(huì)產(chǎn)生串?dāng)_影響，當(dāng)采樣率過(guò)大時(shí),串?dāng)_會(huì)變得非常明顯甚至?xí)绊懫渌ǖ赖牟杉?。面?duì)通道間的串?dāng)_問(wèn)題，普遍采用的方法是采用性能好的模擬開關(guān)。如杜紅棉、祖靜等[1]，對(duì)模擬開關(guān)的性能進(jìn)行分析，得出通道間串?dāng)_主要取決于模擬開關(guān)自身的泄露電流、切換速度、導(dǎo)通電阻、電源電壓以及通道數(shù)量范圍。通過(guò)了解相關(guān)參數(shù)后，一方面選擇了性能優(yōu)異的模擬開關(guān)；另一方面對(duì)信號(hào)進(jìn)行分組采集。肖天雷等[2]對(duì)采集的信號(hào)的頻率進(jìn)行分析，提出降低采樣率的方法來(lái)消除串?dāng)_。為了減小串?dāng)_，前者選用性能優(yōu)異的模擬開關(guān)，后者降低自身的采樣率。一般的模擬開關(guān)自身的-3 dB帶寬可以達(dá)到20 MHz，20 MHz的總采樣率完全能夠滿足正常測(cè)量系統(tǒng)的要求，但是人們總是選擇利用模擬開關(guān)1/10的帶寬，來(lái)確保通道間正常的采集，這無(wú)疑是對(duì)模擬開關(guān)帶寬的一種資源浪費(fèi)。

1 理論分析

采集系統(tǒng)采用溫度采集裝置，可以同時(shí)采集200路溫度信息并在上位機(jī)上實(shí)時(shí)顯示。具體采樣電路如圖1所示。

圖1 采樣電路

在采集鏈路中，傳感器輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)運(yùn)算放大器輸出給模擬開關(guān)，再由模擬開關(guān)傳輸給ADC。此采集模型為通用采集模型，經(jīng)過(guò)對(duì)模型構(gòu)成進(jìn)行分析，建立了此采集電路的動(dòng)態(tài)等效電路模型。對(duì)于傳感器、模擬開關(guān)等組成的測(cè)量電路，其總阻抗呈現(xiàn)容性，其等效電路如圖2所示。在此模型中，US代表恒壓源，UC代表模擬開關(guān)的輸出電壓，R1為調(diào)理跟隨電路的輸出阻抗，R為模擬開關(guān)的內(nèi)阻，兩者共同組成RC電路中的阻抗R。(C1、C2、…、Cn)為模擬開關(guān)以及后續(xù)鏈路的分布電容，構(gòu)成RC電路中總的分布電容值C。

圖2 RC等效電路

模擬開關(guān)切換后，對(duì)當(dāng)前調(diào)理后的輸出電壓進(jìn)行測(cè)量，正常情況下，由于在模擬開關(guān)切換之前的電路也有電壓輸出，該路輸入不為0，會(huì)對(duì)該當(dāng)前通道造成影響，即該通道的初始狀態(tài)也不為零。因此該電路是由輸入和初始狀態(tài)兩者共同引起的全響應(yīng)電路，該電路等效為RC串聯(lián)并且接通恒壓源的電路[3]。根據(jù)一階RC電路的零輸入相應(yīng)和零狀態(tài)相應(yīng)之間的關(guān)系可以得出實(shí)時(shí)采集中電路的輸出電壓UC(t)的表達(dá)式為：

(1)

式(1)中,US為電路的穩(wěn)態(tài)輸出電壓值;U0為電路轉(zhuǎn)換前分布電容的充電電壓(初始值)。

UC(t)即為RC等效電路切換通道后的全響應(yīng)表達(dá)式[4]。根據(jù)UC(t)的表達(dá)式，可以得出其變化曲線如圖3所示。當(dāng)U0US，電容由U0放電至穩(wěn)定的US；當(dāng)U0=US時(shí)不存在過(guò)渡過(guò)程，電路直接進(jìn)入穩(wěn)態(tài)過(guò)程。在理論分析上，當(dāng)t→∞時(shí)，過(guò)渡過(guò)程才是理論上的結(jié)束。

圖3 UC(t)變化曲線

對(duì)響應(yīng)函數(shù)進(jìn)行分析,經(jīng)過(guò)一個(gè)τ的時(shí)間，UC(t)很快從U0下降到初值的36.8%，經(jīng)過(guò)5τ的時(shí)間，此時(shí)響應(yīng)已經(jīng)下降到1%以下，幾乎接近為零。一般認(rèn)為，當(dāng)響應(yīng)衰減到其初始值的5%時(shí)就到達(dá)平穩(wěn)過(guò)程，這樣經(jīng)過(guò)3τ的時(shí)間就能夠達(dá)到所需的穩(wěn)態(tài)。此方案中選用的模擬開關(guān)為ADG706，它的內(nèi)阻為2.5 Ω，典型的訪問(wèn)時(shí)間為40 ns[5]。模擬開關(guān)從通道1切換到通道2時(shí)，設(shè)定通道1的輸出電阻為51 Ω，通道2的輸出電阻為200 Ω，這兩個(gè)參數(shù)的采樣等效電路如圖4。

圖4中，R1和R2分別代表通道1和通道2的輸出電阻，R為模擬開關(guān)自身的導(dǎo)通電阻，C為模擬開關(guān)的分布電容。由于圖4的電容是由分布參數(shù)引起的，ADG706內(nèi)分布電容200 pF，因此以下分析時(shí)按照200 pF進(jìn)行分析，實(shí)際情況要大于此值。根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)，設(shè)置的模擬開關(guān)開通一通道的時(shí)間為200 ns，如果采樣編碼點(diǎn)設(shè)置在中點(diǎn)，那么即在約100 ns處采樣。設(shè)定通道1被測(cè)電壓為2.5 V，則當(dāng)模擬開關(guān)選通道1時(shí)，其輸出的電壓對(duì)分布C充電，此時(shí)該電路可以等效為零狀態(tài)響應(yīng)電路，時(shí)間常數(shù)τ1=10.7 ns。經(jīng)過(guò)53.5 ns，即5τ1的時(shí)間后，則可近似認(rèn)為此電壓等于參數(shù)的穩(wěn)定輸出電壓。在100 ns處進(jìn)行采樣，時(shí)間大于要求穩(wěn)定所需的時(shí)間，因此不會(huì)影響通道1的輸出電壓。

圖4 通道切換等效電路

設(shè)定通道2的輸出電壓為1.25 V，當(dāng)模擬開關(guān)從通道1切換到通道2時(shí)，分布電容C要對(duì)通道2的電路進(jìn)行放電，放電時(shí)間常數(shù)τ2為40 ns。設(shè)置采樣編碼點(diǎn)在100 ns，100 ns相當(dāng)于2.5τ2，分布電容C放電到此時(shí)被主控器采樣編碼經(jīng)過(guò)5τ2的時(shí)間即200 ns大于100 ns，因此上一通道的電壓會(huì)對(duì)下一通道產(chǎn)生影響。放電電壓的有效幅度為1.25 V，由此可得此時(shí)分布電容的電壓UC(t)=1.25+0.071 6=1.321 6 V，其中0.071 6 V即為模擬開關(guān)由通道1切換到通道2時(shí)產(chǎn)生的串?dāng)_。AD7621的參考電壓為2.5 V，分辨率為62.5 μV，則將0.071 6 V編碼量化后，數(shù)字量高出正常值1 120個(gè)分層值，這是相當(dāng)大的誤差。通過(guò)對(duì)比可以得出通道的穩(wěn)定時(shí)間越短，對(duì)后續(xù)的電路影響越小。決定通道穩(wěn)定時(shí)間的為τ，通道時(shí)間常數(shù)在同樣的測(cè)試條件下(鏈路分布電容一定)，其大小主要來(lái)自于前級(jí)的輸出電阻。

2 測(cè)試結(jié)果

通過(guò)分析得出模擬開關(guān)的穩(wěn)定時(shí)間常數(shù)是產(chǎn)生通道串?dāng)_的主要原因。時(shí)間常數(shù)由前級(jí)的輸出阻抗R和分布電容C共同決定。但對(duì)于選定的電路，通道的分布電容C為定值，所以對(duì)電路的分析等價(jià)于對(duì)前級(jí)輸出阻抗的分析。為了對(duì)以上理論分析結(jié)果進(jìn)行直觀的描述，用示波器監(jiān)測(cè)模擬開關(guān)輸入端的信號(hào)波形，即監(jiān)測(cè)圖4中的1、2點(diǎn)。通過(guò)改變電阻R1的阻值來(lái)改變前級(jí)調(diào)理電路的輸出阻抗(R1的阻值分別設(shè)置成0 Ω、51 Ω和1 kΩ)。圖5-圖7分別是在不同輸出阻抗的情況下測(cè)得的波形圖。

圖5為增加0 Ω輸出電阻時(shí)測(cè)得的波形圖，通道上升沿陡峭但是在通道切換的瞬間，出現(xiàn)微小的抖動(dòng)；圖6為增加51 Ω輸出電阻，抖動(dòng)現(xiàn)象緩解并且整個(gè)通頻帶的信號(hào)波形穩(wěn)定；圖7為增加1 kΩ輸出電阻，可以看出在1 kΩ阻抗的情況下，采樣脈沖的上升沿出現(xiàn)緩變，即達(dá)到通道穩(wěn)定時(shí)需要的時(shí)間增加。通過(guò)以上設(shè)置對(duì)比，可以得出:在單路輸出的情況下，隨著調(diào)理電路輸出電阻的增加，通道的穩(wěn)定時(shí)間逐漸的增長(zhǎng)。當(dāng)應(yīng)用在多路輸出的環(huán)境中，隨著輸出阻抗的變化，在上一通道切換到下一通道時(shí)并且在輸出電阻較大的情況下，通道穩(wěn)定需要較長(zhǎng)的時(shí)間，如果在未穩(wěn)定時(shí)取樣就會(huì)對(duì)輸出結(jié)果產(chǎn)生影響。圖8和圖9為雙通道切換時(shí)信號(hào)的波形圖。

圖5 0 Ω阻抗波形

圖6 51 Ω阻抗波形

圖7 1 kΩ阻抗波形

圖8 通道1和通道2間串?dāng)_圖(51 Ω和200 Ω)

圖9 通道1和通道2件串?dāng)_(1 kΩ和1 kΩ)

圖8為通道間輸出電阻不同的波形圖，兩個(gè)通道的輸出電阻分別設(shè)置為51 Ω和200 Ω，可以看出輸出電壓達(dá)到穩(wěn)定時(shí)需要190 ns，如果采樣點(diǎn)設(shè)置在190 ns以后，上一通道的信號(hào)不會(huì)影響下一通道，就不會(huì)產(chǎn)生通道串?dāng)_。在正常采集的情況下，如果采取中間取樣的方式，實(shí)際應(yīng)用模擬開關(guān)的帶寬只有2.6 Msps，而理論上的帶寬可以達(dá)到20 Msps，這就是對(duì)模擬開關(guān)帶寬的一種浪費(fèi)。圖9為兩通道輸出電阻都為1 kΩ時(shí)的波形圖，此時(shí)波形完全失真，如果按照在波形持續(xù)時(shí)間的中點(diǎn)取樣會(huì)造成取樣數(shù)據(jù)的不準(zhǔn)確，必須降低采樣率以增加采樣時(shí)間。通過(guò)以上分析可以得出，較小的輸出電阻能夠使電路在切換時(shí)較快的達(dá)到穩(wěn)定，較大的輸出阻抗會(huì)使通道的穩(wěn)定時(shí)間增長(zhǎng)，這樣會(huì)減小模擬開關(guān)的有效帶寬。

3 解決辦法

在對(duì)信號(hào)進(jìn)行濾波和幅值的處理后，為了減小輸出電阻和增大帶負(fù)載能力，在輸出部位增加了電壓跟隨器進(jìn)行阻抗變換，保證以較小的輸入阻抗進(jìn)入模擬開關(guān)。實(shí)際情況，運(yùn)放的輸出電阻不為理想狀態(tài)的0 Ω，設(shè)計(jì)選用AD8608，其輸出阻抗為12 Ω，阻抗很小可以認(rèn)為是理想情況。為了對(duì)傳輸線的阻抗進(jìn)行匹配，并且保證較小的輸出電阻，還需在跟隨器的輸出端串接51 Ω電阻，但這樣增加了模擬開關(guān)的輸入阻抗。經(jīng)過(guò)分析，串接51 Ω電阻雖說(shuō)增加了輸出阻抗，因?yàn)樽柚岛苄?，所以增加的穩(wěn)定時(shí)間很小，并且對(duì)信號(hào)的反射有很好的抑制，不會(huì)出現(xiàn)尖峰抖動(dòng)和振蕩的情況。經(jīng)過(guò)折中，選擇進(jìn)行阻抗匹配是最優(yōu)的選擇。由圖6和圖7對(duì)比可以看出增加阻抗電阻尖峰脈沖得到很好的抑制。在增加阻抗匹配后，保證跟隨器后端的“清潔”，串接電阻和增加電容都會(huì)增加模擬開關(guān)通道的穩(wěn)定時(shí)間。可以看出圖10中RC電路的充放電時(shí)間很短為50 ns，即與理論上20 Msps采樣率相當(dāng)，在模擬開關(guān)允許的通帶內(nèi)不會(huì)對(duì)下一通道產(chǎn)生影響[6]。當(dāng)進(jìn)行阻抗匹配后，采樣點(diǎn)設(shè)置在50 ns(如圖10)以后可以正常采集，而不進(jìn)行阻抗時(shí)能夠正常采集的時(shí)間至少需要190 ns(如圖8)，對(duì)以上數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比可以看出采取阻抗匹配后對(duì)模擬開關(guān)帶寬的利用率有很大的提高。

4 數(shù)據(jù)驗(yàn)證

在已有平臺(tái)基礎(chǔ)上對(duì)串?dāng)_機(jī)理進(jìn)行數(shù)據(jù)驗(yàn)證，按照以上分析，傳感器信號(hào)通過(guò)調(diào)理、阻抗匹配后直接進(jìn)入模擬開關(guān)。通過(guò)相應(yīng)的上位機(jī)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行分析，輸出阻抗為50 Ω時(shí)數(shù)據(jù)分析圖如圖11。此結(jié)果是采樣點(diǎn)設(shè)置在100 ns處的情況下得出。圖11中分層值跳動(dòng)36個(gè)即2.25 mV，與上述組阻抗為200 Ω時(shí)跳動(dòng)1 120個(gè)分層值有很較大提高，表明在已有的基礎(chǔ)上可以增加采樣率而不產(chǎn)生通道串?dāng)_。

圖10 阻抗為51 Ω的采樣波形

圖11 數(shù)據(jù)分析圖

5 結(jié)論

1) 針對(duì)通道串?dāng)_問(wèn)題，建立了采集系統(tǒng)動(dòng)態(tài)的等效電路模型，提出了消除通道串?dāng)_工程上的具體實(shí)現(xiàn)方法。

2) 在模擬開關(guān)的輸入端進(jìn)行阻抗匹配和減小前級(jí)輸出電阻，可以很好地消除通道間的串?dāng)_問(wèn)題并且節(jié)省硬件資源，對(duì)高速傳輸情況下的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有一定的參考意義，對(duì)采集的精度也有很大提高。