廖碧蓮,唐江琦,吳譽(yù)寰,高中林

(廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004)

0 引言

分布式發(fā)電目前以獨(dú)立運(yùn)行和聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行兩種運(yùn)行模式為主。為了更加高效地利用能源，目前的趨勢(shì)是將分布式電源與電網(wǎng)結(jié)合在一起聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行，兩者相結(jié)合，可做到取長(zhǎng)補(bǔ)短，達(dá)到提高電力系統(tǒng)安全性、可靠性和靈活性的目的[1]。因此，作為分布式電源和電網(wǎng)相聯(lián)的主要裝置，并網(wǎng)逆變器顯得格外重要。

分布式電源要求所使用的并網(wǎng)逆變器需具備高效、低成本的特點(diǎn)，且能適應(yīng)實(shí)際運(yùn)行中可能出現(xiàn)的直流電壓波動(dòng)大或電壓低等現(xiàn)象。另外，逆變器的輸出要有較高的電能質(zhì)量，在頻率、電壓和波形畸變率等方面滿足相關(guān)的要求[2]。

大功率系統(tǒng)中的傳統(tǒng)逆變器在使用時(shí)往往需要和一個(gè)笨重的工頻變壓器配合，以確保對(duì)逆變過(guò)程中產(chǎn)生的諧波、直流分量做到有效隔離，從而滿足技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)和規(guī)范對(duì)并網(wǎng)設(shè)備的要求，但該方案有其固有的缺點(diǎn)，例如成本高、體積大、重量重，尤其工頻變壓器的存在使得進(jìn)一步提高逆變效率變得非常困難[3]。當(dāng)今電力電子“多硅少鐵”的技術(shù)趨勢(shì)不可阻擋，而傳統(tǒng)逆變器并不符合“多硅少鐵”的技術(shù)特點(diǎn)，目前對(duì)并網(wǎng)逆變器的研究主要集中在縮小占地面積、降低使用和維護(hù)成本、全面提高轉(zhuǎn)換效率、增強(qiáng)承受直流電壓波動(dòng)的能力等方面。

逆變器的調(diào)制方式主要分為方波、階梯波和正弦波脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation，SPWM)。方波逆變器的輸出電壓波形為方波，其特點(diǎn)是線路簡(jiǎn)潔、價(jià)格低廉、功能實(shí)現(xiàn)容易[4]。不過(guò)其缺點(diǎn)在于輸出的方波電壓中含有大量高次諧波成分，會(huì)產(chǎn)生附加損耗，同時(shí)高次諧波也會(huì)對(duì)通信產(chǎn)生干擾，所以一般只用在小容量逆變器中。階梯波逆變器的輸出電壓為階梯波，輸出的波形類(lèi)似于正弦波，含有的高次諧波成分較少，但其缺點(diǎn)在于需要多組直流電源供電，需要的功率開(kāi)關(guān)管較多。SPWM逆變器的輸出波形基本為正弦波，產(chǎn)生諧波損耗非常少，效率較高。脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)型逆變器的開(kāi)關(guān)管大多使用絕緣柵雙極性晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)、可關(guān)斷晶閘管(gate turn-off thyristor，GTO)等器件，控制部分通常為PWM集成電路以及帶有PWM輸出的數(shù)字信號(hào)處理(digital signal processing，DSP)和單片機(jī)芯片。

圖1 三相并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的典型結(jié)構(gòu)Fig.1 Typical structure of three-phase grid-connected inverter control system

逆變器主要分為兩種：電壓型逆變器和電流型逆變器，本文采用電壓型逆變器。本文將分布式電源等效為直流電壓源，采用雙閉環(huán)控制策略作為逆變器的控制方式，外環(huán)控制方法通常為恒功率(PQ)控制和恒壓恒頻(VF)控制，內(nèi)環(huán)通過(guò)對(duì)三相瞬時(shí)電流或電壓進(jìn)行派克變換，將其轉(zhuǎn)換至dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下實(shí)現(xiàn)兩相控制，從而簡(jiǎn)化了分析計(jì)算[5-6]。

1 電壓型三相并網(wǎng)逆變器的典型結(jié)構(gòu)

圖1為電壓型三相并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的典型結(jié)構(gòu)[7]。

圖1中的等效直流電源經(jīng)SPWM控制的三相并網(wǎng)逆變器逆變后轉(zhuǎn)化為交流電，再經(jīng)LC濾波器濾波后輸送至交流網(wǎng)絡(luò)中。圖中：L是濾波電感，C是濾波電容，uIabc是逆變橋輸出電壓，iIabc是濾波電感上流過(guò)的電流，uGabc是逆變器輸出電壓。

根據(jù)圖1可列寫(xiě)如下電路微分方程式：

2 逆變器的控制方程

方程(1)、(2)為變系數(shù)微分方程，直接求解較為復(fù)雜，可通過(guò)派克變換將兩方程的三相正弦量轉(zhuǎn)換為同步dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系里的直流變量。由三相abc坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到兩相dq坐標(biāo)系所使用的變換矩陣如下：

(3)

式中θ為同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下q軸與電網(wǎng)a相之間的夾角。

對(duì)式(1)和(2)進(jìn)行正交派克變換可得

由式(4)可知，d、q軸電感電流不僅與-uGd、-uGq有關(guān)而且和電流交叉耦合項(xiàng)ωLiIq、-ωLiId有關(guān)。故引入電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償uGd、uGq和電流交叉耦合補(bǔ)償-ωLiIq、ωLiId,有

(6)

式中：kp為比例增益；ki為積分增益。

同理可引入電網(wǎng)電流前饋iGd、iGq和交叉耦合補(bǔ)償-ωCuGq、ωCuGd，有

(7)

將式(6)、(7)代入式(4)、(5)，可得解耦的電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)控制方程如下：

3 逆變器的控制策略

3.1 外環(huán)控制

外環(huán)控制模式為恒功率控制，該控制策略的特點(diǎn)是當(dāng)逆變器所接交流網(wǎng)絡(luò)的頻率和電壓額定值在允許范圍內(nèi)變化時(shí)，分布式電源輸出的有功和無(wú)功功率保持不變。對(duì)于光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電這類(lèi)具有間歇性、功率波動(dòng)比較大的分布式電源，恒功率控制特別合適[8-9]。根據(jù)三相瞬時(shí)無(wú)功功率理論，可將并網(wǎng)逆變器輸出的有功功率P和無(wú)功功率Q以dq坐標(biāo)系的模式表示為

(10)

假設(shè)三相電網(wǎng)電壓是理想正弦波，則三相電壓在abc三相靜止坐標(biāo)系下可表示為

(11)

式中：Um為電網(wǎng)電壓峰值；ω為基波角頻率。將式(11)通過(guò)式(3)進(jìn)行派克變換的uGd=Um、uGq=0。則式(10)可表示為

(12)

由式(12)知，三相逆變器輸出有功功率可通過(guò)d軸電流調(diào)節(jié)，無(wú)功功率可通過(guò)q軸電流調(diào)節(jié)[10]。恒功率控制原理如圖2所示。

圖2 恒功率控制原理圖Fig.2 Constant power control schematic

如圖2所示：經(jīng)過(guò)dq變換后的網(wǎng)側(cè)三相電壓電流轉(zhuǎn)換為uGd、uGq、iGd、iGq；經(jīng)過(guò)功率計(jì)算器和低通濾波器后可得到網(wǎng)側(cè)平均有功功率P和平均無(wú)功功率Q；將網(wǎng)側(cè)有功功率P和無(wú)功功率Q與參考有功功率Pref和參考無(wú)功功率Qref比較后的差值傳入至PI控制器當(dāng)中，經(jīng)過(guò)PI控制器的跟蹤處理后輸出的信號(hào)為內(nèi)環(huán)控制參考電流信號(hào)iIdref、iIqref，再將參考電流信號(hào)輸入內(nèi)環(huán)控制器當(dāng)中，從而完成對(duì)輸出有功和無(wú)功功率的控制。

圖4 逆變器主電路Fig.4 Main circuit of inverter

3.2 內(nèi)環(huán)控制

內(nèi)環(huán)控制是利用派克變換將網(wǎng)側(cè)三相瞬時(shí)電流或電壓轉(zhuǎn)換到dq坐標(biāo)系下，從而將三相控制變成兩相控制，達(dá)到簡(jiǎn)化計(jì)算、降低分析難度的目的[11-12]。本文內(nèi)環(huán)控制選擇對(duì)網(wǎng)側(cè)三相瞬時(shí)電流進(jìn)行派克變換，再根據(jù)式(4)設(shè)計(jì)的內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Inner loop control structure

將經(jīng)過(guò)派克變換的網(wǎng)側(cè)三相瞬時(shí)電流iId和iIq，與外環(huán)控制器得出的參考電流iIdref、iIqref比較后，送入PI控制器中，再與電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償uGd、uGq和電流交叉耦合補(bǔ)償-ωLiIq、ωLiId比較，得出電壓控制信號(hào)uIdref、uIqref；將該控制信號(hào)送入PWM調(diào)制器中，經(jīng)過(guò)三角載波調(diào)制發(fā)出觸發(fā)脈沖序列給逆變器，完成整個(gè)控制過(guò)程[13-14]。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

根據(jù)制定好的逆變器控制策略，在PSCAD軟件中搭建仿真模型[15-16]。逆變器主電路如圖4所示，其中直流電壓Ed=800 V，濾波器選用LC濾波器，L=6 mH，C=4 μF。

仿真模型的Pref和Qref分別設(shè)置為100 kW和60 kvar，仿真時(shí)間設(shè)為1 s，逆變器的輸出波形如圖5所示。

由圖5可看到在雙閉環(huán)控制策略下逆變器的有功無(wú)功和網(wǎng)側(cè)電壓電流。為進(jìn)一步驗(yàn)證其有效性，在PSCAD軟件中搭建小型微網(wǎng)系統(tǒng)，主電網(wǎng)為理想的無(wú)窮大電源，微電網(wǎng)的初始負(fù)荷有功功率為100 kW，無(wú)功功率為100 kvar，在0.6 s時(shí)系統(tǒng)接入一個(gè)有功功率為100 kW、無(wú)功功率為20 kvar的新增負(fù)荷，仿真時(shí)間設(shè)為1 s，結(jié)果如圖6所示。

由圖6可知，當(dāng)系統(tǒng)所接負(fù)荷增加時(shí)，逆變器輸出的有功無(wú)功未發(fā)生改變，所增加的負(fù)荷由主電網(wǎng)提供，系統(tǒng)的母線額定電壓保持不變。通過(guò)仿真驗(yàn)證了該控制模型的正確性。

5 結(jié)論

本文提出的分布式電源并網(wǎng)逆變器的控制策略主要包含兩方面：外環(huán)控制策略和內(nèi)環(huán)控制策略。外環(huán)控制策略為恒功率(PQ)控制，通過(guò)對(duì)網(wǎng)側(cè)dq軸電流的調(diào)節(jié)可控制逆變器輸出的有功和無(wú)功功率；內(nèi)環(huán)控制是將網(wǎng)側(cè)電流進(jìn)行派克變換后與外環(huán)控制送來(lái)的參考電流比較、補(bǔ)償后產(chǎn)生PWM控制信號(hào)，從而完成整個(gè)閉環(huán)控制過(guò)程。同時(shí)，本文還在PSCAD/EMTDC軟件中仿真，進(jìn)一步驗(yàn)證了控制策略的有效性，仿真結(jié)果符合預(yù)期。

圖5 逆變器的輸出波形Fig.5 Inverter output waveform

圖6 系統(tǒng)有效性驗(yàn)證Fig.6 System validity verification