摘? ?要：文章設(shè)計了一種抗干擾系統(tǒng)，應(yīng)用于北斗/GNSS檢測型接收機(jī)中，主要包含脈沖干擾和窄帶干擾的檢測和處理算法研究。通過整機(jī)測試，驗證了算法的性能提升。

關(guān)鍵詞：北斗/GNSS;監(jiān)測接收機(jī);脈沖干擾;窄帶干擾

1? ? 技術(shù)分析

由于監(jiān)測接收機(jī)所處的工作環(huán)境日益復(fù)雜，外界環(huán)境的電磁干擾與人為壓制式干擾相互交錯，對衛(wèi)星導(dǎo)航的精度、可用性、連續(xù)性和完好性都構(gòu)成了嚴(yán)重威脅，導(dǎo)致監(jiān)測接收機(jī)性能下降甚至無法工作。監(jiān)測接收機(jī)的抗干擾能力成為其能否正常工作的關(guān)鍵問題。文章通過對成本、布板面積、功耗等綜合考慮，采用一塊XILINX公司的V7型FPGA來進(jìn)行中頻抗干擾預(yù)處理，如何在一塊FPGA完成對全部通道衛(wèi)星的抗干擾處理，這對抗干擾處理技術(shù)提出了更大的挑戰(zhàn)。

2? ? 脈沖干擾檢測和處理

利用脈沖信號與寬帶噪聲的時間相關(guān)性差異，通過相關(guān)運算，達(dá)到抑制噪聲、檢測信號的目的[1]。圖1為CW脈沖及線性調(diào)頻脈沖信號檢測流程，當(dāng)?shù)趎個脈沖開始進(jìn)入窗內(nèi)，幅值高于閾值DT，記錄當(dāng)前時刻作為脈沖上升沿。在滑動窗經(jīng)過脈沖的過程中，能量值一直是超過DT的較大值。當(dāng)脈沖下降沿來臨，當(dāng)前幀的能量值會低于DT，記錄當(dāng)前時刻作為脈沖下降沿。利用上升沿和下降沿的位置給出第n個脈沖寬度估計。根據(jù)脈沖寬度提取脈沖中心的一幀數(shù)據(jù)所處的頻譜，進(jìn)行當(dāng)前脈沖的中心頻率估計。連續(xù)記錄3～5個脈沖之后，進(jìn)行周期的估計。

3? ? 窄帶干擾檢測和處理

3.1? 基帶變化

將A/D采樣得到任一頻段的中頻信號，經(jīng)DDS下變頻至基帶信號，本振頻率為信號的中心頻率，該處理同時對信號進(jìn)行了IQ分離，得到了兩路正交的基帶信號，經(jīng)一級低通濾波器處理濾掉信號的高頻分量，再對基帶信號進(jìn)行二次降頻采樣，采樣頻率為信號的調(diào)制帶寬，根據(jù)奈奎斯特采樣定理，采樣后得到頻率分辨率為信號半邊帶的基帶信號，在后續(xù)步驟中僅對該頻段信號進(jìn)行抗干擾處理。

這種方式相比于直接對A/D采樣的中頻信號進(jìn)行抗干擾處理具有以下優(yōu)點。（1）通過低通濾波器和采樣原理去除了無用的帶外信號的影響，同時避免了信號混疊。（2）僅對信號的有用部分進(jìn)行處理，降低了信號的檢測帶寬，在后續(xù)FFT頻域抗干擾檢測和處理中，在不增加階數(shù)的情況下，將譜線分辨率提高了數(shù)倍至數(shù)十倍，對抗干擾性能有明顯的改善。（3）基帶處理方式同時大幅降低了FPGA的工作頻率，對資源、功耗控制、時序收斂有很大的改善。

3.2? 干擾門限計算

頻域的干擾檢測常用的算法有CME，F(xiàn)CME算法等，其特點都是通過對功率譜的迭代運算確定抗干擾門限，并對高于門限的信號進(jìn)行置0處理。

圖2為采集中頻信號的頻域。若以高門限作為單一門限，則存在將窄帶干擾2當(dāng)作多個干擾處理，同時對于圖中的3個干擾均存在窄帶干擾抑制不完全，殘余窄帶干擾仍然會對信號的恢復(fù)造成較大影響。而若以低門限作為單一門限，則有可能會將某些噪聲信號誤判為干擾，噪聲信號的隨機(jī)性使其有一定的概率超出所選擇的門限。但對于雙門限算法，首先，將高于低門限的相鄰譜線組進(jìn)行分簇，也就是說先經(jīng)過低門限進(jìn)行預(yù)判是否有可能是窄帶干擾。其次，判斷簇內(nèi)是否存在高于高門限的譜線，此時如果簇內(nèi)存在高于高門限的譜線，則認(rèn)為該簇是窄帶干擾。最后，對整個簇內(nèi)的譜線值進(jìn)行抑制處理。由于簇是依據(jù)低門限判斷的，因此不會由于高門限的選擇過高，而造成窄帶干擾抑制不完全，且判斷簇是否是窄帶干擾是依據(jù)高門限的，克服了低門限過低造成有用信號誤判為窄帶干擾的問題。

具體實施步驟如下[2]。

（1）通過衛(wèi)星天線接收兩路衛(wèi)星導(dǎo)航信號，經(jīng)下變頻后變?yōu)槟M中頻信號，A/D采樣中頻衛(wèi)星導(dǎo)航信號，輸出數(shù)字中頻信號。

（2）對數(shù)字中頻信號進(jìn)行FFT變換。

（3）通過雙門限算法算出高低檢測門限Th和Tl，運用低門限系數(shù)推導(dǎo)出虛警概率Aa。

（4）對頻譜幅度集合Φ（k），k=1，…，N。

按升序進(jìn)行排序，選擇排序后較小的Q（Q

（5）將集合Φ‘（k）中譜線同低門限系數(shù)與門限均值的乘積Tl×E（Φ）比較，得到高于門限值和低于門限值的兩個集合，同時將低于門限值的頻點加入到更新門限集合。

（6）重新計算更新門限譜線集合中的E（Φ），重復(fù)步驟（2），直至剩余譜線集合中沒有譜線的幅度小于門限值或達(dá)到最大迭代次數(shù)，操作停止。

（7）由上一步操作，可檢測出許多一段段大于低門限的相鄰譜線組，即“簇”。并根據(jù)高門限系數(shù)計算出高門限值Th×E（Φ），將每個簇里的最大幅度譜線與高門限比較，高于高門限則認(rèn)為該簇是窄帶干擾信號譜，否則認(rèn)為是白噪聲和有用信號譜。

（8）標(biāo)記存在干擾的干擾譜線位置，將干擾譜線歸類為簇，對于窄帶干擾，干擾寬度即為所有存在干擾譜線的寬度之和。

（9）以帶寬中心為干擾信號的中心頻點，以步驟h的干擾譜線起始位置對應(yīng)的頻率加上帶寬的一半獲得干擾信號的中心頻率。

（10）分析干擾中心頻率譜線數(shù)據(jù)位，與A/D采樣的峰值比較，即可計算出干擾功率值。

4? ? 窄帶干擾抑制

1/2重疊加窗頻域處理抗干擾系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示，首先，將包含干擾的輸入中頻數(shù)字信號分為兩路，一路延遲N/2點，N為一次FFT運算的長度，稱為一幀。對兩路信號分別進(jìn)行加窗，F(xiàn)FT干擾抑制后，合路輸出剔除干擾后的中頻信號。

FFT干擾抑制模塊的結(jié)構(gòu)如圖3所示。它通過FFT-IFFT的處理思想，先將時域信號變?yōu)轭l域信號，通過干擾門限實時估算，剔除凸起的干擾譜線后，再將噪聲譜線通過IFFT變換恢復(fù)為時域信號后輸出。

由于矩形窗存在載波信號的截斷效應(yīng)和數(shù)字信號的數(shù)據(jù)舍入精度影響，故對數(shù)字信號直接做N點的FFT變換，會存在不同程度的頻譜泄漏問題?？紤]實際情況的不確定性，在工程應(yīng)用上，在FFT運算前必須采用信號加窗的處理方法，減小截斷效應(yīng)，解決頻譜泄漏問題。其中，窗函數(shù)長度和FFT長度需保持一致。

常用的窗函數(shù)有漢明窗、海寧窗、布萊克曼窗、布萊克曼—海瑞斯窗。為了減小干擾的頻譜泄漏，應(yīng)選擇旁瓣衰減比較大的窗函數(shù)，同時，為了減小干擾影響的頻譜線數(shù)，應(yīng)選擇主瓣比較小的窗函數(shù)，這兩點是相互矛盾的。研究表明布萊克曼—海瑞斯窗在這兩點性能上具有較好的平衡效果[3]。

窗函數(shù)由于其運算特點，對一幀數(shù)據(jù)兩端存在嚴(yán)重的衰減效果，這在衛(wèi)導(dǎo)系統(tǒng)的體現(xiàn)是噪聲損失帶來的載噪比降低問題?？刹捎脦舆t的重疊加窗方法來解決：由于窗函數(shù)對一段數(shù)據(jù)幀的影響主要集中在前后1/4幀，故可采用對一幀數(shù)據(jù)分別延遲1/2幀后，再做抗干擾運算后疊加為一路的方法。

通過以上處理，針對接收機(jī)不同系統(tǒng)和頻點，僅需修改混頻的本振頻率，二次采樣采樣頻率，低通、帶通濾波器參數(shù)，即可完成通道移植，具備良好的可移植性，降低了開發(fā)難度。

5? ? 測試結(jié)果

本文設(shè)計的抗干擾系統(tǒng)已隨監(jiān)測接收機(jī)整機(jī)測試，完成性能驗證的干擾檢測與干擾抑制測試，測試情況如圖4所示。

作者簡介：胡霄（1988— ），男，陜西西安人，工程師，碩士;研究方向：信號處理方向。